图1 级联H桥变换器示意图
Fig.1 Topology of a H-bridge converter
摘要 级联H桥变换器包含了大量的开关器件，往往面临严峻的可靠性问题。该文从电路特性和调制过程两方面对级联H桥变换器IGBT开路故障的影响规律进行分析，并提出一种基于调制重构的级联H桥变换器IGBT故障冗余方法。该故障冗余方法通过重构变换器调制过程，使H桥从故障中恢复运行，且发生开路故障的单元依然具有部分功率传输能力，提高了级联H桥变换器开路故障的处理能力。
关键词：级联H桥变换器 开路故障分析 冗余方法 调制重构
级联H桥变换器是一类采用多单元级联技术实现高压大功率电能转换的变换器，经常被应用于电力电子变压器、高压逆变器中[1-3]，其示意图如图1所示。
图1 级联H桥变换器示意图
Fig.1 Topology of a H-bridge converter
对于多单元级联型变换器，其包含了大量的功率器件，因此往往面临严峻的可靠性问题。在发生故障后，首先需要故障检测方法对故障进行判断与定位，然后利用故障冗余保护方法将故障切除。目前关于级联型变换器的故障诊断方法相对成熟，能够有效地识别级联H变换器的开路故障[4-5]。故障冗余方法大致可分为两类：系统级故障冗余与部件级故障冗余[6]。系统级故障冗余会额外设置多个冗余单元，一旦发生故障则将利用冗余单元代替故障单元。部件级故障冗余研究单元本身，通过调整电路拓扑结构或重构调制方式，提高每个单元的故障冗余能力。
在系统级故障冗余方面，通常利用快速短路开关将H桥变换器的故障单元切除，并将正常单元投入工作[7-8]。为了扩大故障后变换器的运行区间，提高电压利用率以及功率因数，除了通过直接切除故障单元保证系统平衡外，还可以采用直流侧电压调整[9]、热备份冗余单元[10]等方案。然而，系统级冗余方法面临成本增加、效率降低、控制难度增大等问题，当备用单元由于故障而全部投入使用后，再发生故障系统就会面临停机的危险。因此，需要部件级故障冗余方法配合。
在部件级故障冗余方面，通常会针对单个变换器进行改进或重构，通过增加冗余开关器件[11]、冗余开关桥臂[12]，甚至改变电路拓扑结构[13]达到提升单个变换器冗余性能的目的。通过此类冗余方法，确实可以在故障后提高变换器的可靠性，但在多单元级联的拓扑结构中，其成本也会相应增加。因此，也有很多研究试图在不改变拓扑结构的情况下，通过调整调制方式来扩大变换器的工作范围。比如通过对故障后开关器件脉冲进行重构，使变换器依然保持一定的运行能力[14]。
目前针对级联H桥变换器的故障冗余研究依然不充分，往往集中于系统级冗余方案，当未设置冗余单元，或者冗余单元已经被使用时，级联H桥系统无法应对继续发生的故障。本文通过对IGBT开路故障进行分析，提出一种级联H桥变换器部件级冗余方法，通过重构不同区间下调制波情况，保证级联H桥单元在故障后依然能够输出部分功率，扩大变换器的运行范围，同时不会引起网侧电流畸变。
为了研究级联H桥电路的故障冗余方法，首先要研究IGBT故障对H桥变换器工作特性的影响。单个H桥单元是一个四象限变流器（不含输入电感），VT1～VT4依次为全桥电路的四支IGBT，VD1～VD4为其对应的反并联二极管。规定从桥a流入四象限变流器的电流方向为正方向。
当电路正常运行时，四象限变流器一共包含四种工作状态，如图2所示。一个桥臂中的上、下开关管互补导通，根据桥臂a与桥臂b开关管状态不同，将四象限变流器工作状态划分为状态①～状态④。状态①下，VT1和VT3施加导通信号，VT2和VT4施加关断信号，此时VT1和VT3导通，VT2和VT4关断，正向的输入电流通过VD1与VT3续流，而反向的电流流经VT1与VD3，此时端口电压为0V。状态②下，VT1和VT4导通，VT2和VT3关断时，正向的输入电流流经VD1、直流侧电容和VD4，而反向的电流流经VT1、直流侧电容和VT4，此时端口电压为+udc。状态③下，VT2和VT3导通，VT1和VT4关断时，正向的输入电流流经VT2、直流侧电容和VT3，而反向的电流流经VD2、直流侧电容和VD3，此时端口电压为-udc。在状态④下，VT2和VT4导通，VT1和VT3关断时，正向的输入电流通过VT2和VD4续流，而反向的电流流经VD2和VT4，此时端口电压仍为0V。
图2 单个H桥单元正常工作下的四种状态
Fig.2 Four normal working conditions of a H-bridge converter unit
为了分析VT1开路故障的影响，将VT1设定为开路，同时在电流正向和反向情况下分别分析状态①～状态④。当电流正向时，VT1开路故障下四象限变流器的运行状态①～状态④如图3a～图3d所示。在状态①与状态②中，当VT1导通、VT2关断时，正向电流会强迫VD1导通续流，此时虽然VT1开关管发生了开路故障，但是VT1支路依然相当于导通状态，因此，交流端口电压并没有发生改变，与正常工作时相同；状态①的端口电压为0V，状态②的端口电压为+udc。在状态③和状态④中，VT2导通而VT1关断，电流通过VT2续流，此时工作状态和正常工作时相同，交流端口电压依然保持不变；状态③的端口电压为-udc，状态④的端口电压为0V。当电流反向时，四象限变流器的工作情况发生了变化，如图3e～图3h所示。在状态①和状态②下，本应VT1导通、VT2关断，但由于VT1发生开路故障，该支路无法流过电流，因此只能通过VD2续流，VT2支路被迫导通，四象限变流器的工作情况发生了改变。在这种情况下，状态①的端口电压从0V变为-udc，状态②的端口电压从+udc变为0V。在状态③和状态④时，VT2导通而VT1关断，反向电流通过二极管VD2续流，工作状态不发生改变；状态③的端口电压为-udc，状态④的端口电压为0V。总之，VT1故障仅会在电流反向情况下改变四象限变流器的工作情况，状态①和状态②的端口电压分别从0V和+udc变为-udc和0V。
图3 单个H桥单元VT1故障下的工作状态
Fig.3 Working conditions under VT1 fault
VT2发生开路故障后的电路各状态如图4所示，其中图4a～图4d为电流正向情况下的波形，图4e～图4h为电流反向情况下的波形。与VT1故障相反，VT2故障会影响电流正向情况下状态③及状态④的工作情况。状态③和状态④的端口电压分别从正常情况下的-udc和0V变为0V和+udc。
图4 单个H桥单元VT2故障下的工作状态
Fig.4 Working conditions under VT2 fault
VT3发生开路故障后的电路各状态如图5所示。VT3故障主要影响电流正向情况下状态①和状态③的工作情况。状态①和状态③的端口电压分别从正常情况下的0V和-udc变为+udc和0V。VT3故障不会影响电流正向下状态②和状态④的工作情况，同样也不影响电流反向情况下状态①～状态④的工作情况。
图5 单个H桥单元VT3故障下的工作状态
Fig.5 Working conditions under VT3 fault
VT4发生开路故障后的电路各状态如图6所示。与VT3故障相反，VT4故障会影响电流反向情况下状态②和状态④的工作情况。状态②和状态④的端口电压分别从正常情况下的+udc和0V变为0V和-udc。经整理，VT1～VT4开关管故障后对电路的影响见表1。
图6 单个H桥单元VT4故障下的工作状态
Fig.6 Working conditions under VT4 fault
表1 VT1～VT4故障对电压的影响规律表
Tab.1 Influence of VT1-VT4 fault on voltage
电路状态状态①状态②状态③状态④ 桥a1100 桥b1010 实际0V+udc-udc0V VT1故障+ig0V+udc-udc0V -ig-udc0V-udc0V VT2故障+ig0V+udc0V+udc -ig0V+udc-udc0V VT3故障+ig+udc+udc0V0V -ig0V+udc-udc0V VT4故障+ig0V+udc-udc0V -ig0V0V-udc-udc
IGBT故障会导致某些状态下故障单元的端口电压发生变化，在实际调制过程中产生脉冲宽度调制（Pulse Width Modula, PWM）电压，其冲量与原始的控制电压并不相同，加在电感上的电压发生变化，引起输入电流畸变与功率波动。
为了更好地分析IGBT 故障对PWM电压的影响，依据电流和电压的正负情况，将级联H桥一个周期的运行情况分为四个区间，如图7所示。其中，ig为输入电流波形，uconv为交流侧控制电压波形（或PWM电压的基波分量）。区间Ⅰ为输入电流正向且交流侧控制电压波形反向，区间Ⅱ为输入电流正向且交流侧控制电压波形正向，区间Ⅲ为输入电流反向且交流侧控制电压波形正向，区间Ⅳ为输入电流反向且交流侧控制电压波形反向。
图7 级联H桥运行区间
Fig.7 Working aeras of H-bridge converter
为了提高等效开关频率，实际调制过程中通常会采用单极性调制的方法。各单元调制波与交流侧控制电压的相位保持一致。取一个开关周期下的PWM电压进行分析，不同的IGBT故障对PWM电压的影响如图8所示。状态①～状态④对应四象限变流器的四种工作状态，区间Ⅰ～Ⅳ是依据不同的电流方向和交流侧控制电压划分的四个运行区间。
图8 不同IGBT故障对PWM电压的影响
Fig.8 Influences of different IGBT faults on PWM voltage
在正常工作情况下，运行在Ⅱ、Ⅲ区间（交流侧控制电压为正）时，桥臂a调制波高于桥臂b调制波，此时四象限变流器会依次工作在④—②—①—②—④五种状态，输出两个高电平脉冲电压。运行在Ⅰ、Ⅳ区间（交流侧控制电压为负）时，桥臂a调制波低于桥臂b调制波，此时四象限变流器会依次工作在④—③—①—③—④五种状态，输出两低电平脉冲电压。根据冲量等效原则，正常情况下四象限变流器单元输出的等效PWM电压值uconvi,nor为
（1）
式中，uconvi,nor为第i个单元正常情况下的PWM电压值；uconv为级联H桥变换器交流侧控制电压波形；n为单元数。
由于VT1故障仅在电流反向时对各电路产生影响，因此只有区间Ⅲ和区间Ⅳ的PWM电压波形发生改变。在区间Ⅲ内，桥臂a调制波高于桥臂b调制波，此时四象限变流器同样会依次工作在④—②—①—②—④五种状态。由于VT1故障时状态①和状态②的端口电压分别从0V和+udc变为-udc和0V，因此等效在区间Ⅲ内输出一个低电平脉冲电压。在区间Ⅳ内，桥臂a调制波低于桥臂b调制波，四象限变流器工作在④—③—①—③—④五种状态，其中状态①的端口电压从0V变为-udc，同样等效在区间Ⅳ内输出一个低电平脉冲电压。根据冲量等效原则，将区间②和区间③时间内的电压取值修改后，重新计算一个周期内的冲量情况，可以得到VT1故障后区间Ⅲ及区间Ⅳ内四象限变流器输出的等效PWM电压值uconvierr,T1为
（2）
式中，udci为第i个单元的直流侧电压。从式（2）可以看出，当VT1故障且电流反向时，该单元输出的PWM电压值为额定电压的一半，同时叠加了一个负电压分量，负电压分量的值为该单元中间直流侧电压值的一半。由于等效PWM电压值发生了改变，因此会直接导致输入电流产生畸变。同时，由于PWM电压存在负电压分量，因此会等效地在电感电压上产生一个正电压分量；由于电压积分的作用，电感电流（即输入电流）会存在一个正向的电流偏置。
VT2故障仅在电流正向时对电路造成影响，因此会改变区间Ⅰ和区间Ⅱ的PWM电压波形。在区间Ⅱ内，四象限变流器依次工作在④—②—①—②—④五种状态。由于VT2故障时状态④的端口电压会由0V变为+udc，因此等效在区间Ⅱ内输出一个高电平脉冲电压。在区间Ⅰ内，四象限变流器依次工作在④—③—①—③—④五种状态，状态③和状态④的端口电压分别从-udc和0V变为0V和+udc，同样等效在区间Ⅰ内输出一个高电平脉冲电压。通过计算可以得到VT2故障后在区间Ⅱ及区间Ⅰ内四象限变流器输出的等效PWM电压值uconvierr,T2为
（3）
当VT2故障且电流正向时，该单元输出的PWM电压值为额定电压的一半，同时叠加了一个正电压分量，该电压分量的值同样等于该单元中间直流侧电压值的一半。该PWM电压除了直接导致输入电流产生畸变外，也会在电感电压上产生一个负电压分量，最终由于积分作用导致输入电流中存在一个负向的电流偏置。
VT3故障与VT2故障相同，区间Ⅱ及区间Ⅰ内四象限变流器输出的等效PWM电压值uconvierr,T3同样为
（4）
同理可以得到VT4故障后区间Ⅲ及区间Ⅳ内四象限变流器输出的等效PWM电压值uconvierr,T4为
（5）
综上所示，当某个单元的VT1～VT4发生故障时，会引起输出的PWM电压发生变化，除了电压值变为额定值的一半以外，还叠加了一个udci/2的直流分量。该PWM电压会导致输入电流产生波形畸变，电流总谐波失真增大，同时会导致输入电流中存在电流偏置。
在级联H桥变换器实际运行过程中，不仅需要了解IGBT故障对变换器造成的影响，更重要的是在故障后快速对故障进行处理，有效地排除故障，使级联H桥变换器继续安全可靠运行。
由上述分析可知，IGBT故障会在特定的电流方向以及运行区间下影响故障单元的PWM端口输出电压。为了使故障单元能够继续保持一定的功率传输能力，可以令故障单元分区间工作，即仅在能够正常输出PWM电压的运行区间进行工作，而在非正常运行区间，将故障单元通过一对正常的IGBT开关管进行旁路。通过重构不同运行区间下的各单元的调制波，即可实现故障单元的继续运行，有效地排除故障IGBT对电路的影响，实现级联H桥IGBT故障冗余保护。
图9所示为级联H桥变换器正常工作情况下的电压相量图。总PWM控制电压uconv被平均分为n份uconvi，发送给各个单元。各单元串联共同承担该PWM电压，同时由于采用相同的PWM电压用于调制，各单元传输功率也保持一致。正常运行情况下各单元PWM电压控制值用于各单元进行调制，将该PWM控制电压值除以各单元中间直流侧电压，即可得到各单元的调制波。在实际控制系统内，该波形为阶梯波，在每个控制周期内通过计算得到该时刻的电压值，并在当前周期内保持控制值不变。为了简化说明，在此将其表示为连续的正弦波形式。当IGBT故障时，在半个周期内会导致实际调制出的PWM端口电压与控制电压指令值不同，可以考虑在不同的区间内对控制电压指令值进行重构。
图9 正常运行情况下级联H桥电压相量图
Fig.9 Voltage phasor diagram for H-bridge under normal condition
以VT1故障为例进行分析。当VT1发生故障时，使得电流反向时输出端口PWM电压波形发生改变，而电流正向时不受影响。因此，在电流正向时（即区间Ⅰ/Ⅱ内），保持所有单元投入工作。如果故障后PWM控制电压指令变为uconverr，则在电流正向时，正常单元的电压指令uconvi及故障单元的电压指令uconvierr可表示为
（6）
在电流反向时（即区间Ⅲ/Ⅳ内），仅保持正常的n-1单元工作，同时通过常开故障单元VT2及VT4开关管，关断VT1及VT3开关管，以此构造等效短路，实现故障单元的旁路。此时，正常单元的电压指令uconvi重构为
（7）
最终，VT1故障情况下电压重构后电压相量图如图10所示。
图10 VT1故障情况下电压重构后电压相量图
Fig.10 Voltage phasor diagram with voltage reconstruction after VT1 fault
VT1故障情况下各单元PWM电压控制值如图11所示。在区间Ⅰ和区间Ⅱ内，不论是正常单元还是故障单元，均参与调制工作，此时故障单元存在一定的功率传输。在区间Ⅲ和区间Ⅳ内，仅正常单元工作，此时故障单元没有功率传输。由于区间Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ内总调制波不发生改变，因此级联H桥的工作状态不会受到影响。这就是说，通过调制波重构，在保障正常单元能够传输额定功率的同时，既排除了VT1故障造成的影响，又保证了故障单元的部分功率传输能力，扩大了故障后变换器的运行范围。
图11 VT1故障情况下各单元PWM电压控制值
Fig.11 PWM control voltage under VT1 fault
同样，VT2故障情况下各单元PWM电压控制值如图12所示。与VT1不同之处在于，VT2故障影响电流正向的区间，因此在区间Ⅲ和区间Ⅳ内，仅正常单元工作；在区间Ⅰ和Ⅱ内，所有单元均在工作。VT3故障与VT2故障具有相同的特点，因此重构方式与VT2相同。同理，VT4故障后的重构方式与VT1相同。为了保证输入电流谐波最小，当改变工作的单元数时，需要重新调整各单元的载波移相值。在正常单元及故障单元均参与工作时，载波移相值为180º/n；仅正常单元参与工作时，载波移相值调整为180º/(n-1)。VT1故障后的载波调整情况如图13所示，VT2～VT4故障的载波调整情况与VT1类似。
图12 VT2故障情况下各单元PWM电压控制值
Fig.12 PWM control voltage under VT2 fault
图13 VT1故障情况下各单元载波移相情况
Fig.13 Phase shift value under VT1 fault
为了更好地使用该故障冗余方法，需要对故障单元能够传输的功率、级联H桥能够传输的功率及该冗余保护方法的适用范围进行进一步探究。
根据前提假设条件，故障前后正常单元传输的最大功率保持不变。故障前正常单元传输的功率可以表示为
（8）
故障后，正常单元传输的功率可以表示为
（9）
联立式（8）与式（9），可以求得故障后级联H桥变换器总的PWM控制电压指令uconverr为
（10）
故障单元能够传输的功率Pierr为
（11）
最终，故障后带载能力Perr可以表示为
（12）
式中，Pnor为正常运行时的额定功率。
级联H桥采用该冗余方法后的相关参数变化见表2。采用该故障冗余方法后，正常单元依然可以按照额定功率传输，故障单元能够传输约一半的额定功率。
表2 级联H桥故障冗余方法后的相关参数变化
Tab.2 The total summary of fault-tolerant method
参数正常工况故障工况 正常单元故障单元 总调制波uconv 各单元调制波 总功率P=nPi 各单元功率PiPi 最大故障单元数2n-2.828
当存在多个单元故障时，为了确定该冗余保护方法能够正常工作，需要保障级联H桥不发生过调制现象。假设共有i个单元发生了相同的故障（如均为VT1故障），此时正常单元调制波为
（13）
为了保障不发生过调制，则需要考虑单元调制波峰值不超过中间直流侧电压，即
（14）
最终可求得允许发生同种故障的最大单元数为
（15）
由于VT1与VT4故障采用的冗余方法相同，则VT1与VT4故障属于同类故障。而VT2和VT3故障采用的冗余方法恰好分别与VT1和VT4的冗余方法互补，属于不同类故障。因此，最多可以允许i个单元发生同类故障，或者2i个单元发生互补的故障，即i个单元发生VT1、VT4故障，剩余i个单元发生VT2、VT3故障。
为了验证提出的基于级联H桥调制波重构的故障冗余方法，在五单元仿真平台上对该方法进行验证。VT1和VT2故障下输入电流、正常工作单元的PWM电压以及故障单元的PWM电压如图14所示。
图14 VT1、VT2故障下输入电流、正常工作单元与故障单元的PWM电压
Fig.14 Input current, PWM voltage of normal module and fault module under VT1 fault and VT2 fault
在VT1故障发生后，当电流大于零时，正常单元与故障单元输出的PWM电压一致；当电流小于零时，输出PWM电压则发生畸变。部分零电平电压畸变为低电平，一个周期内原本的两个负向PWM电压脉冲，此时合为一个负向的宽脉冲，低电平持续时间同样被延长。同时，电流过零期间也会短暂出现电流断续的暂态状态。VT1故障后输入电流发生畸变，同时包含了电流正向直流偏置，此时级联H桥变换器已经无法达到正常的工作标准。同理，VT2故障也会产生相同的故障特征。
在级联H桥IGBT的故障发生后，采用调制波重构的故障冗余方法，对故障进行冗余保护处理。故障冗余处理后，输入电流与故障单元的PWM电压如图15所示。从图中可以看出，当VT1故障时，故障单元的PWM电压仅在电流正向时产生，而在电流负向时通过VT2和VT4常开，构成导通回路，保持输出PWM电压为零。当VT2故障时，故障单元的PWM电压仅产生在电流负向区域，而在电流正向时通过给VT1和VT3施加导通信号，保持输出PWM电压为零。输入电流恢复正常，不再畸变。
图15 VT1、VT2故障冗余后输入电流与故障单元的PWM电压
Fig.15 Input current, PWM voltage of fault module after VT1 and VT2 fault-tolerant method
图16所示为从正常运行到故障的电流波形、从故障恢复正常的电流波形、故障下直流侧电压波形以及恢复后直流侧电压波形。VT1故障时，输入电流负半周畸变，同时电流存在正向偏置。采用基于级联H桥调制波重构的故障冗余处理后，输入电流恢复正常，同时直流偏置也被消除。VT2故障时，通常输入电流在正半周发生畸变，同时存在负向偏置，故障冗余处理后输入电流同样可以恢复正常工作。无论是故障单元还是正常单元，中间直流侧电压依然可以稳定在350V。由于只有半个周期工作，故障单元中间直流侧电压原本的二次脉动变为一次脉动。又由于正常单元在一个周期内工作状态不同，正常单元的二次脉动变成了一大一小两个脉动。正常工作时中间直流侧电压波动约为11V，故障冗余处理后电压波动为15V左右，电压稳定且没有振荡或发散现象。
图16 正常-故障-故障恢复过程电压电流波形
Fig.16 AC current and DC voltage of normal-fault-fault tolerance process
图17所示为不同负载下的H桥变换器开路故障冗余保护方法。考虑功率因数为1，在H桥变换器运行过程中，可以通过锁相环的结果对区间进行判断。从结果可以看出该开路故障冗余保护方法可以适用于不同的负载条件。
图17 不同负载情况下输入电流波形
Fig.17 Waveforms of input current under different load
图18所示为两个单元发生互补IGBT开路故障下的波形，一个单元发生了VT1故障，另一个单元发生VT2故障。从图18中可以看到，两个单元发生互补故障的情况下，完全可以令一个单元工作在电流正半区间，另一个单元工作在电流负半区间，两个单元轮流工作，H桥变换器依旧能够正常运行。
图18 发生互补故障两单元波形
Fig.18 Waveforms of two fault modules with symmetrical faults
为了进一步验证该故障冗余方法的有效性，在五单元实验平台上进行了级联H桥IGBT故障实验以及故障冗余实验，级联H桥变换器后连接双有源桥变换器作为负载，并构成电力电子变压器结构。在某一时刻令单元3发生了级联H桥侧的IGBT故障，其余单元依然正常工作。
在正常运行情况下，各电气量的波形如图19a所示。在正常运行情况下，单元端口电压为标准的PWM脉冲电压，正负半周对称且分布均匀，总PWM电压为标准的阶梯波，输入电流为正弦波。各单元中间直流侧电压稳定在350V，并且存在均匀的二次脉动，双有源桥变换器的输出电压稳定在350V。当H桥侧发生IGBT故障后，故障单元端口的PWM电压受到影响而发生了变化，如图19b和图19c所示。当VT1发生故障时，在输入电流正向的区间内PWM电压较为正常；在电流负向区间内，PWM电压发生明显变化，负向PWM脉冲宽度明显增加；在电流过零的位置，PWM脉冲出现严重畸变。此外，输入电流也受到故障影响，电流负向部分不再是规则的正弦波，而是呈现锯齿状。同样，当VT2故障时，在电流正向的区间内，波形也发生了类似的变化。
图19 级联H桥变换器故障冗余实验波形
Fig.19 Experimental results of fault-tolerant method for H-bridge converter
可以看到，PWM电压在故障的区间内存在明显的异常脉冲，在部分位置上出现了不属于该区间的电平。由于发生了故障，中间直流侧电压同样受到了影响。不仅故障单元的中间直流侧电压出现畸变现象，所有单元的中间直流侧电压均出现了异常，原本二次脉动消失，一个工频周期内仅剩下一次脉动。
图19d和图19e所示为经过故障冗余处理后故障单元端口PWM电压与输入电流的波形。针对VT1故障后的调制波重构，仅在电流正向时让故障单元工作，产生PWM电压；在电流反向的时候，通过一对正常的IGBT将故障单元隔离。同样，在VT2故障发生后，仅在电流负向时让故障单元工作，产生PWM电压。从图中可以看到，通过重构调制波，输入电流基本恢复为正常的正弦。不论是故障单元还是正常单元，中间直流侧电压均可以稳定在350V。由于故障单元在一个工频周期内仅有半个周期传递功率，因此中间直流侧电压仅存在一次脉冲。正常单元存在二次功率脉动，由于前半个周期与后半个周期传输功率不同，因此两个脉动的幅值不同。同时，输出电压是稳定的，能够维持在350V。不论是VT1故障冗余还是VT2故障冗余，故障单元的电感电流均小于正常单元的电感电流，说明了故障单元在故障后依然能够保留部分功率传输能力，通过重构能够继续提供部分功率传输工作。实验结果与理论分析基本一致，并与仿真结果相吻合，进一步验证了提出的基于级联H桥变换器故障冗余保护方法的正确性和有效性。
本文提出了级联H桥变换器IGBT开路故障分析方法与基于调制波重构策略的冗余保护方法。本文首先研究了不同IGBT器件开路故障对全桥变换器端口电压的影响规律，在此基础上结合PWM调制策略详细分析了不同工作区间下端口PWM电压的变化规律以及对电路运行的影响。根据分析结果，提出了级联H桥调制波重构的故障冗余方法，详细分析了该重构方法的实现手段及各单元的重构策略，推导分析了该冗余保护方法的功率传输能力及适用范围。在搭建的五单元仿真与实验平台上进行了仿真与实验验证，所得结果与理论分析一致，验证了该冗余保护方法的可行性和有效性。
该冗余方法的优点是，能够使H桥变换器从IGBT开路故障中恢复运行，并尽可能最大化地利用故障单元传输能量。该方法属于部件级故障冗余方法，能够与设置备用冗余单元的系统级方法结合使用，即当备用单元全部被使用后，部件级故障冗余保护方法能够保证再发生故障时，变换器依然保留一定的运行能力，增强了变换器对故障的适应能力。
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Abstract Cascaded H-bridge (CHB) converters are a type of common topology for high-voltage high-power power conversion and reliability, especially fault tolerant control, is a key issue because a CHB converter consists of many converter submodules and power devices. There are two levels of fault tolerant control for CHB converters, namely system level, which makes use of redundant or hot standby converter submodules, and converter level, that enhances the fault-tolerant performances for a converter submodule. The system level control usually bypasses faulty submodules completely and needs extra components which introduce increased costs and decreased efficiency, and thus the converter level control is also important to enhance the fault tolerant performance of one submodule before being bypassed. This paper focuses on the converter level and proposes a modulation reconstruction method to output reduced power for H-bridge submodules with open-circuited power switches, which requires no additional redundant switches or changes in topology.
For open-circuit faults in a H-bridge, it is found and analyzed that one open-circuit switches only affects its corresponding output voltage in half of a line cycle, either positive or negative, depending on whether upper or lower switches are open-circuited and on the polarity of its current. In the affected half line cycle, the faulty H-bridge can only output half of its nominal voltage with a dc offset of half of its dc bus voltage, which will result in distortion in the output current. In the other half of a line cycle, the faulty H-bridge can operate like normal H-bridges. It is possible to modulate the faulty H-bridge to work in the unaffected half line cycle and to be bypassed in the other half, instead of bypassing the H-bridge at all times. Thus, a modulation method is proposed to enhance the power transfer capability of a CHB converter with faulty H-bridge submodules, based on which switch is open-circuited and the polarity of the current, and the modulation waveforms for the faulty and other healthy H-bridges are updated every half of the line cycle accordingly. In the unaffected half of the line cycle, every H-bridge submodule acts like normal conditions, and then in the other half of the line cycle, the faulty H-bridge submodule output zero voltage and the healthy H-bridge submodules output an increased voltage to compensate the voltage loss of the faulty H-bridge with adjusted phase shifts. As such, the faulty H-bridge submodule can still transfer power half of the time, and the power transfer capability for the CHB converter is increased from (n-1)P to 2(n-1)/(2n-1)P, if only one submodule is faulty, where n is the total number of submodules and P is the nominal power of one submodule.
The proposed method was validated in both simulation and experiment, using a 5-level CHB converter. After making one of the power switches in one H-bridge submodule faulty on purpose, the output voltage and current of the CHB converter were distorted and the dc bus voltages of each H-bridge submodule showed abnormal fluctuations. When applying the proposed modulation method, the CHB converter could output sinusoidal current again, although less than normal conditions, and the dc bus voltages were regulated stably. As such, the faulty module can still transfer certain power and the stable operation of cascaded H-bridge converter can be effectively maintained.
Keywords：Cascaded H-bridge converter, open-circuit fault analysis, fault-tolerant method, modulation reconstruction
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211734
中图分类号：TM461
广东省重点领域研发计划资助项目（2020B0909030003）。
收稿日期 2021-10-29
改稿日期 2022-02-10
赵 楠 男，1991年生，博士，研究方向为电力电子变压器、储能变换器、V2G双向充电桩。E-mail：zhaon_2020@tsinghua.org.cn
郑泽东 男，1980年生，教授，博士生导师，研究方向为交流电机控制、电力电子变压器、多电平电力电子变换器、机车牵引与船舶推进。E-mail：zzd@tsinghua.edu.cn（通信作者）
（编辑 赫 蕾）