0 引言
为实现“碳中和，碳达峰”的发展目标，减小碳排放量，以太阳能为代表的新能源得到了普遍的关注和发展[1-3]。但太阳能和风能等新能源的发电过程具有不稳定性，严重依赖于天气，当负载变化时，系统响应较慢，储能装置的加入能够有效地改善系统的动态性能[4-5]。传统的包含储能环节的新能源独立发电系统常需多个独立的DC-DC 或AC-DC 变换器连接输入源、储能电池和负载端，存在变换器数量多、体积大、功率密度低等问题[6-8]。为了提高系统的功率密度，减少系统体积和设计成本，三端口变换器（Three-Port Converter,TPC）成为近年来研究的热点，其只需要一个变换器便能够完成光伏电池、蓄电池和负载之间的功率管理和能量控制[9-10]。
一般来说，TPC 拓扑可以分为隔离型TPC 和非隔离TPC。隔离型TPC 易于实现升降压和电气隔离，适用于大功率应用场合[11-13]，而对小功率无需电气隔离的应用场合，非隔离型TPC 有着低成本、高功率密度和高效率等优势。由于光伏等新能源发电系统易受天气的影响，存在间歇性的特点[5,13]，其输入电压也会随着环境的变化在较宽范围内变化。因此，通过TPC 端口之间的拓扑实现降压、升压或升降压功能，从而适应光伏电池端口电压变化，减少TPC 储能端口电压对光伏电池端口电压约束的研究是非常有必要的[13]。文献[14]提出一种基于双输入变换器和双输出变换器的TPC 拓扑生成方法，得到了一簇能够实现各端口之间单级功率变换的非隔离型变换器拓扑。但所提拓扑均只能在光伏电池电压大于或小于蓄电池电压的一种情况下工作。文献[15]提出一种输入串联式三端口拓扑，可以实现Buck、Boost、Buck-Boost 变换，灵活应用在各种不同电压等级场合。但主电源和蓄电池只能分时供电，且两端口之间不能传递能量，降低了新能源的利用率和能量传递的效率。文献[16]提出一种非隔离双向三端口升降压变换器，任意端口之间都能够实现双向升降压功率变换，以满足光伏电池宽输入范围的要求。但由于有源和无源功率器件多，导致变换器体积大、效率低。文献[17]提出一种集成双电感的升压转换器和双电感的双向降压转换器的三端口变换器，具有功率密度高、效率高等优点。但该拓扑只有在满足输出电压大于光伏电池端口电压和储能端口电压时才能正常工作，一旦超出端口电压限制，TPC 就无法正常工作。文献[18]提出一种通过集成传统的Buck、Boost 和Buck-Boost 变换器而得到可变结构三端口变换器，具有光伏电池端口输入范围宽、结构紧凑和功率器件利用率高等优点。但光伏电池端口能量流向负载端口时，必须经过蓄电池端口，因此，降低了能量从光伏端口传递到负载端口的效率，且光伏电池、蓄电池和负载3 个端口之间不共地。
为了克服以上缺点，本文提出一种宽输入范围的非隔离三端口变换器，该拓扑能削弱储能端口电压对光伏电池端口电压的约束，可实现光伏电池电压在大于或小于蓄电池电压的情况下工作，满足光伏端口电压宽输入范围变化的应用需求。
1 拓扑结构的提出
TPC 拓扑结构推导的方法有很多，本文提出的宽输入范围TPC 是在文献[14]中提出方法的基础上发展起来的。首先以开关管S5、电感L1 和二极管VD3 得到经典结构，通过改变开关管和二极管之间的连接方式，得到如图1 所示的三种经典单元结构；其次把输入输出连接到3 个节点上，可以得到传统的Buck、Boost 和Buck-Boost 变换器，作为连接光伏端口和负载端口的通道。以开关管S1～S4 和电感L2 构成的双向升降压四开关 Buck-Boost（Four-Switch Buck-Boost,FSBB）[19-22]变换器作为连接光伏电池和蓄电池的通道，FSBB 拓扑结构如图2 所示（Vpv 和Vb 分别为光伏电池和蓄电池电压）；然后再增加一条功率流通路径连接两个变换器得到宽输入范围非隔离TPC，其拓扑结构如图3 所示。图3中，Vo 为负载端口电压，S1～S5 为开关管，L1、L2为电感，Cb、C0 为电容，VD1～VD4 为二极管。
图1 三种典型的单元结构
Fig.1 Three typical cell structures
图2 FSBB 拓扑结构
Fig.2 FSBB Topology
图3 宽输入范围TPC 拓扑结构
Fig.3 Wide input range TPC topology
从器件数量和电压特性方面对宽输入范围TPC进行了拓扑结构对比，见表1。3 个拓扑结构中蓄电池端口对光伏电池端口的电压要求较不严格，均能工作在Vpv＞Vb 和Vpv＜Vb 的场合，因此均适用于光伏电池电压随环境变化而变化的可再生应用。FSBoost TPC 相比FS-Buck TPC 和FS-Buck-Boost TPC功率器件较少，且负载输出电压正极性，因此FSBoost TPC 在独立光储发电系统中更具有优势。下面以FS-Boost TPC 为例进行详细分析。
表1 宽输入范围TPC 拓扑结构对比
Tab.1 Comparison of wide input range TPC topology
2 工作原理与电压稳态分析
2.1 能量管理方式
为满足独立光储发电系统的应用需求，根据光伏电池功率Ppv、蓄电池功率Pb 和负载功率Po 三者的大小关系，FS-Boost TPC 需满足四种能量管理方式，FS-Boost TPC 功率流动示意图如图4 所示。
图4 FS-Boost TPC 功率流动示意图
Fig.4 Schematic diagram of the FS-Boost TPC power flow
当光伏电池处于弱光区时，其输入功率Ppv 不能满足负载需求功率Po（Ppv＜Po），且蓄电池处于正常工作状态。如图4a 所示，该拓扑工作在双输入（Double-Input,DI）模式。
当光伏电池处于强光区时，其输入功率Ppv 供给负载后还有剩余（Ppv＞Po），且蓄电池处于未充满或亏电状态。如图4b 所示，该拓扑工作在双输出（Double-Output,DO）模式。
当光伏电池处于强光区时，且蓄电池处于满电状态（Pb=0）。如图4c 所示，该拓扑工作在光伏电池单输入单输出（Single Input Single Output-PV,SISO-PV）模式。
当光伏电池处于阴影区时，其没有输入功率（Ppv=0），且蓄电池处于正常工作状态，如图4d 所示，该拓扑工作在蓄电池单输入单输出（Single Input Single Output-Battery,SISO-B）模式。
2.2 工作原理分析
本文提出的FS-Boost TPC 拓扑结构如图3a 所示，其包含一个光伏电池、一个蓄电池、5 个开关管（S1～S5）、3 个二极管（VD1～VD3）、两个电感（L1、L2）、1 个储能电容Cb 和1 个滤波电容Co。FS-Boost TPC 运行模态如图5 所示，该拓扑拥有15种工作模态（M1～M15），通过选择不同的工作模态可以实现在不同的模式下工作。所提FS-Boost TPC拓扑Vo＞Vpv 是固有的约束限制，为了简化电路分析，假设条件如下：
图5 FS-Boost TPC 运行模态
Fig.5 FS-Boost TPC run mode
（1）该拓扑工作在连续模式下进行分析。
（2）Cb、Co 电容容值均足够大，其电压的纹波可忽略。
（3）开关管S1～S5 以及二极管VD1～VD3 均为理想器件，不考虑寄生参数对变换器的影响。
2.2.1 双输入模式
当Vo＞Vpv＞Vb 时，开关管S2、S4、S5 处于工作状态，S1、S3 保持关断，包括三种工作模态（M6、M7、M8）。阶段1：开关管S2、S4 导通，S5 关断。光伏电池和电感L1 共同向负载供电，蓄电池对电感L2 充电，电感的动态关系如式（1）所示。阶段2：开关管S4 导通，S2 和S5 关断。光伏电池和电感L1共同向负载供电，蓄电池和电感 L2 共同向负载供电，电感的动态关系如式（2）所示。阶段3：开关管S4 和S5 导通，S2 关断。光伏电池对电感L1 充电，蓄电池和电感L2 共同向负载供电，电感的动态关系如式（3）所示。
式中，iL1、iL2 分别为流过电感L1、L2 的电流。
当Vo＞Vb＞Vpv 时，开关管S2、S4、S5 处于工作状态，S1、S3 保持关断，包括三种工作模态（M6、M9、M8）。阶段1：开关管S2、S4 导通，S5 关断。光伏电池和电感L1 共同向负载供电，蓄电池对电感L2 充电，电感的动态关系如式（1）所示。阶段2：开关管S2、S4、S5 均导通。光伏电池和蓄电池分别对电感L1 和电感L2 充电，电感的动态关系如式（4）所示。阶段3：开关管S4、S5 继续导通，S2 关断。光伏电池对电感L1 充电，蓄电池和电感L2 共同向负载供电，电感的动态关系如式（3）所示。
当Vb＞Vo＞Vpv 时，开关管S3、S4、S5 处于工作状态，S1、S2 保持关断，包括三种工作模态（M7、M8、M10）。阶段1：开关管S4 导通，S3 和S5 关断。光伏电池和电感L1 共同向负载供电，蓄电池和电感L2 向负载供电，电感的动态关系如式（2）所示。阶段2：开关管S4、S5 继续导通，S3 关断。光伏电池对电感L1 充电，蓄电池和电感L2 共同向负载供电，电感的动态关系如式（3）所示。阶段3：开关管S3、S5 导通，S4 关断，光伏电池对电感L1 充电，电感L2 通过开关管S3 续流向负载供电，电感的动态关系如式（5）所示。
2.2.2 双输出模式
当Vo＞Vpv＞Vb 时，开关管S1、S2、S4、S5 处于工作状态，S3 保持关断，包括三种工作模态（M11、M12、M13）。阶段1：开关管S1、S4、S5 导通，S2关断，光伏电池一方面对电感L1 充电；另一方面联合电感L2 共同向蓄电池充电，电感的动态关系如式（6）所示。阶段2：开关管S1、S4 导通，S2、S5关断，光伏电池一方面联合电感 L1 共同向负载供电；另一方面联合电感L2 共同向蓄电池充电，电感的动态关系如式（7）所示。阶段3：开关管S2、S4导通，S1、S5 关断。光伏电池一方面联合电感L1 共同向负载端；另一方面电感L2 通过开关管S2 续流向蓄电池充电，电感的动态关系如式（1）所示。
当Vo＞Vb＞Vpv 时，开关管S1、S3、S4、S5 处于工作状态，S2 保持关断。该模式下包括三种工作模态（M14、M11、M12）。阶段1：开关管S1、S3、S5 导通，S4 关断。光伏电池同时对电感L1 和电感L2 充电，电感的动态关系如式（8）所示。阶段2：开关管S1、S4、S5 导通，S3 关断。光伏电池一方面对电感L1 充电；另一方面联合电感L2 向蓄电池充电，电感的动态关系如式（6）所示。阶段3：开关管S1、S4 导通，S3、S5 关断。光伏电池一方面联合电感L1 向负载供电；另一方面联合电感L2 共同向蓄电池充电，电感的动态关系如式（7）所示。
当Vb＞Vo＞Vpv 时，开关管S1、S3、S4、S5 处于工作状态，S2 保持关断。包括三种工作模态（M14、M15、M12）。阶段1：开关管S1、S3、S5 导通，S4关断。光伏电池同时对电感L1 和电感L2 充电，电感的动态关系如式（8）所示。阶段2：开关管S1、S3 导通，S4、S5 关断。光伏电池一方面联合电感L1向负载供电；另一方面对电感L2 充电，电感的动态关系如式（9）所示。阶段3：开关管S1、S4 导通，S3、S5 关断。光伏电池一方面联合电感L1 向负载供电；另一方面联合电感L2 向蓄电池充电，电感的动态关系如式（7）所示。
2.2.3 单输入单输出模式
单输入单输出模式包括光伏电池单输出（SISOPV）模式和蓄电池单输入单输出（SISO-B）模式。在SISO-PV 模式下，FS-Boost TPC 可以等效为传统的Boost 变换器，包括两种工作状态（M1、M2）。在SISO-B 模式下，当Vb＜Vo 时，该TPC 等效为传统的Boost 变换器，包括两种工作状态（M3、M4）；当Vb＞Vo 时，该TPC 等效为传统的Buck 变换器，包括两种工作状态（M4、M5），这里不再详细分析。
2.3 电压稳态分析
FS-Boost TPC 三个端口对应的电压分别为Vpv、Vb、Vo，光伏电池与负载之间的能量传递由电感L1承担，光伏电池与蓄电池之间的能量传递由电感L2承担，蓄电池与负载之间的能量传递也由电感 L2承担，设开关管S1、S2、S3、S4、S5 的占空比分别为dS1、dS2、dS3、dS4、dS5。
当Vo＞Vpv＞Vb 时，根据伏秒平衡原理可得
根据式（10）～式（12），可以得到3 个端口间电压关系式为
当Vo＞Vb＞Vpv 时，根据伏秒平衡原理可得
根据式（16）～式（18），可以得到3 个端口间电压关系式为
当Vb＞Vo＞Vpv 时，根据伏秒平衡原理可得
根据式（22）～式（24），可以得到3 个端口间电压关系式为
3 控制与调制策略
为了保证独立新能源发电系统安全稳定的运行，FS-Boost TPC 需要实现输出电压恒定、电池保护和最大功率点跟踪（Maximum Power Point Tracking,MPPT）3 个功能，由第2 节分析可知，该拓扑在工作时最多有两条功率流通路径，即只需要控制拓扑中的两个端口，第三个端口作为功率补偿器，图6 为不同约束条件下动态切换对应的功率输出，依据图6 进行控制与调制策略的设计。
图6 模式切换下的约束条件
Fig.6 Constraints under mode switching
FS-Boost TPC 控制策略框图如图7 所示。所提控制策略拥有3 个控制器：MPPT 的输入电压控制器（Input Voltage Regulator,IVR）、蓄电池充电的电流控制器（Battery Current Regulator,BCR）、稳定输出电压的输出电压稳压器（Output Voltage Regulator,OVR），MPPT 算法采用P&O 算法[23]，模式识别与切换控制器用于FS-Boost TPC 模式间的动态切换与占空比对应输出，Ppv、Po 和蓄电池荷电状态（State of Charge,SOC）作为动态切换和电池保护信号，其中SOC 估算采用安时积分法[24]。下面以Vo＞Vpv＞Vb 和Vo＞Vb＞Vpv 为例详细叙述。
图7 FS-Boost TPC 控制策略框图
Fig.7 The FS-Boost TPC control policy block diagram
1）Vo＞Vpv＞Vb
当光伏电池处于阴影区，Ppv=0，且蓄电池处于正常工作状态时，FS-Boost TPC 运行在SISO-B 模式，通过OVR 控制开关管S2 来稳定负载端电压。
当光伏电池由阴影区转移到弱光区，Ppv＜Po，且蓄电池处于正常工作状态时，FS-Boost TPC 由SISO-B 模式切换至DI 模式。一方面通过IVR 控制开关管S5 使其工作在最大功率点；另一方面OVR控制开关管S2 来稳定负载端电压。
当光伏电池由弱光区转移到强光区，Ppv＞Po，且蓄电池处于未充满或亏电状态时，FS-Boost TPC由DI 模式切换至DO 模式。一方面通过IVR 控制开关管S5 使其工作在最大功率点；另一方面多余的能量通过OVR 外环、BCR 内环的双环控制开关管S1 和S2 输送给蓄电池进而维持负载端电压稳定。同时，能量管理控制器判断电池的SOC 是否处于正常，进而对蓄电池进行保护。
当光伏电池处于强光区，且蓄电池处于已充满状态时，FS-Boost TPC 运行由 DO 模式切换至SISO-PV 模式。光伏电池退出最大功率运行模式，通过OVR 控制开关管S5 来稳定负载端电压。
2）Vo＞Vb＞Vpv
当Vo＞Vb＞Vpv 时，SISO-B 模式、DI 模式和SISO-PV 模式控制策略与上述Vo＞Vpv＞Vb 约束条件下控制策略相同，这里不再赘述。
当光伏电池由弱光区转移到强光区，Ppv＞Po，且蓄电池处于未充满或亏电状态时，FS-Boost TPC由DI 模式切换至DO 模式。一方面通过IVR 控制开关管S5 使其工作在最大功率点；另一方面多余的能量通过OVR 外环、BCR 内环的双环控制开关管S3 和S4 输送给蓄电池进而维持负载端电压稳定。同时，能量管理控制器判断电池的SOC 是否处于正常，进而对蓄电池进行保护。
脉冲调制方案如图8 所示，vtri1 和vtri2 为锯齿载波，vc1～vc5 分别为vgs1～vgs5 的占空比信号。当Vo＞Vpv＞Vb 时，DI 模式下，为了减小负载输出电流纹波，使开关管S2 和S5 交错导通。vc2、vc4 与vtri1 相交，vc5 与vtri2 相交，通过PWM，其工作模态为M6、M7 和M8，如图8a 所示。DO 模式下，vc1、vc4 和vc5 均与vtri1 相交，通过PWM，其工作模态为M11、M12 和M13，如图8b 所示。同理，当Vo＞Vb＞Vpv时，DI 模式下，vc2、vc4 与vtri1 相交，vc5 与vtri2 相交，通过PWM，其工作模态为M6、M9 和M8，如图8c 所示。DO 模式下，vc1、vc3 和vc5 均与vtri1 相交，通过PWM，其工作模态为M14、M11 和M12，如图8d 所示。利用所设计的调制策略，可以实现不同约束条件下DI 模式和DO 模式间的切换。
图8 脉冲调制方案
Fig.8 Pulse modulation scheme
4 实验分析
为验证FS-Boost TPC 理论分析的正确性和控制策略的可行性，搭建一台负载功率为144 W 的实验样机，以Vo＞Vb＞Vpv 和Vo＞Vpv＞Vb 为例进行详细分析。实验平台如图9 所示，实验参数见表2。
图9 实验平台
Fig.9 Experimental prototype
表2 实验参数
Tab.2 Experimental parameters
4.1 稳态实验分析
图10 为DI 模式下Vpv=30 V，Vb=24 V 的实验波形，图10a 为开关管S2、S4、S5 驱动信号波形，图10b 为电感电流iL1、iL2 和输出电压Vo 波形，两电感电流方向一致。此模式下，光伏电池输入功率无法满足负载需求，其余能量由蓄电池提供，输出电压Vo 基本稳定在48 V，证明了该理论分析的正确性。
图10 Vpv=30 V，Vb=24 V 时DI 模式实验波形
Fig.10 Experimental waveforms of DI mode when Vpv=30 V and Vb=24 V
图11 为DO 模式下Vpv=30 V，Vb=24 V 的实验波形，图11a 为开关管S1、S2、S4、S5 驱动信号波形，图11b 为电感电流iL1、iL2 和输出电压Vo 波形，两电感电流方向相反。此模式下，光伏电池输入的功率满足负载需求后还有剩余，多余的能量输送给蓄电池充电，输出电压Vo 基本稳定在48 V，证明了理论分析的正确性。
图11 Vpv=30 V，Vb=24 V 时DO 模式实验波形
Fig.11 Experimental waveforms of DO mode when Vpv=30 V and Vb=24 V
图12 为DI 模式下Vpv=18 V，Vb=24 V 的实验波形，图12a 为开关管S2、S4、S5 驱动信号波形，图12b 为电感电流iL1、iL2 和输出电压Vo 波形，两电感电流方向一致。此模式下，光伏电池输入功率无法满足负载需求，其余能量由蓄电池提供，输出电压Vo 基本稳定在48 V，证明了理论分析的正确性。
图12 Vpv=18 V，Vb=24 V 时DI 模式实验波形
Fig.12 Experimental waveforms of DI mode when Vpv=18 V and Vb=24 V
图13 为DO 模式下，Vpv=18 V，Vb=24 V 的实验波形，图13a 为开关管S1、S3、S4、S5 驱动信号波形，图13b 为电感电流iL1、iL2 和输出电压Vo 波形，两电感电流方向相反。此模式下，光伏电池输入的功率满足负载需求后还有剩余，多余能量输送给蓄电池充电，输出电压Vo 基本稳定在48 V，证明了理论分析的正确性。
图13 Vpv=18 V，Vb=24 V 时DO 模式实验波形
Fig.13 Experimental waveforms of DO mode when Vpv=18 V and Vb=24 V
4.2 动态切换实验分析
SISO-B 模式切换到DI 模式实验波形如图14所示。图14a 为Vpv=30 V，Vb=24 V 时SISO-B 模式切换到DI 模式的相关波形，图14a 右侧为模式切换过程的局部放大波形，可以看到在4 ms 内电感电流iL1 均从0 A 增加至2 A，电感电流iL2 从6 A 减小至3.5 A。输出电压Vo 基本稳定在48 V，证明了理论分析的正确性。
图14b 为Vpv=18 V，Vb=24 V 时SISO-B 模式切换到DI 模式的相关波形，图14b 右侧为模式切换过程的局部放大波形，可以看到在4 ms 内电感电流iL1 均从0 A 增加至2 A，电感电流iL2 从6 A 减小至4.5 A。输出电压Vo 基本稳定在48 V，证明了理论分析的正确性。
图14 SISO-B 模式切换到DI 模式实验波形
Fig.14 SISO-B mode switching to DI mode experimental waveforms
DI 模式切换到DO 模式实验波形如图15 所示。图15a 为Vpv=30 V，Vb=24 V 时DI 模式切换到DO模式的相关波形，图15a 右侧为模式切换过程的局部放大波形，可以看到在4 ms 内电感电流iL1 从2 A增加至4.8 A，电感电流iL2 从3.5 A 减小至零后反向增加直至1 A。输出电压Vo 基本稳定在48 V，证明了理论分析的正确性。
图15 DI 模式切换到DO 模式实验波形
Fig.15 DI mode switch to DO mode experimental waveforms
图15b 为Vpv=18 V，Vb=24 V 时DI 模式切换到DO 模式的相关波形，图15b 右侧为模式切换过程的局部放大波形，可以看到在4 ms 内电感电流iL1从2 A 增加至8 A，电感电流iL2 从4.5 A 减小至零后反向增加直至 1.5 A。输出电压 Vo 基本稳定在48 V，证明了理论分析的正确性。
DO 模式切换到SISO-PV 模式实验波形如图16所示。图16a 为Vpv=30 V，Vb=24 V 时DO 模式切换到SISO-P 模式的相关波形，图16a 右侧为模式切换过程的局部放大波形，可以看到在4 ms 内电感电流iL1 重新恢复至4.8 A，电感电流iL2 从1 A 减小至0 A。输出电压Vo 基本稳定在48 V，证明了理论分析的正确性。
图16b 为Vpv=18 V，Vb=24 V 时DO 模式切换到SISO-PV 模式的相关波形，图16b 右侧为模式切换过程的局部放大波形，可以看到在4 ms 内电感电流iL1 重新恢复至8 A，电感电流iL2 从1.5 A 减小至0 A。输出电压Vo 基本稳定在48 V，证明了理论分析的正确性。
图16 DO 模式切换到SISO-PV 模式实验波形
Fig.16 DO mode switch to SISO-PV mode experimental waveforms
4.3 光伏电池输入功率阶跃实验
由于MPPT 并非本文的主要研究内容，因此本文并未实现MPPT 控制，而是采用恒压特性的电源代替光伏电池，通过变换器控制恒压源的输出电流，进而控制恒压源的输出功率，从而模拟光伏电池的功率变化。光伏电池输入功率阶跃实验分析如下。
图17 为Vpv=18 V，Vb=24 V 时，FS-Boost TPC工作在DI 模式下，光伏电池输入功率由36 W 增加到81 W 时，系统的动态波形。由图17 可以看出，光伏电池输入电压Vpv=18 V 和输出电压Vo=48 V 恒定，光伏电池输入电流ipv 由2 A 变为4.5 A，蓄电池测电感电流iL2 由4.5 A 变为2.625 A。证明了理论分析的正确性。
图17 光伏电池输入功率阶跃实验波形
Fig.17 Experimental waveforms of PV input power step
4.4 效率分析
图18 为Vpv=30 V、Vpv=18 V，Vb=24 V 时变换器效率随输出功率变化而变化的曲线。DI 模式下，蓄电池处于放电状态，效率是在输出电压Vo=48 V恒定、负载由57.6 Ω 逐渐减小至14.4 Ω，输入功率随负载的减小由40 W 逐渐增大至160 W 所测得，效率计算表达式为η =Po/(Ppv+Pb)。DO 模式下，电池处于充电状态，效率是在输出电压Vo=48 V 恒定、负载由57.6 Ω 逐渐减小至14.4 Ω，输入功率随负载的减小由60 W 逐渐增大至180 W（即光伏电池最大输入功率）所测得，效率计算表达式为：η =(Po+Pb)/Ppv。
图18 FS-Boost TPC 效率曲线
Fig.18 FS-Boost TPC efficiency curves
可以看到，在测试范围内输出效率最大为97.8%。FS-Boost TPC 效率随着输入功率的增加而减小，且当Vpv=30 V，Vb=24 V 时FS-Boost TPC 效率明显大于Vpv=18 V，Vb=24 V 时效率。其主要原因是同一工作模式下，相同的光伏电池输入功率，光伏电池电压越小，其输入电流越大，该变换器开关损耗和导通损耗越大，进而导致输出效率越低。
5 结论
本文基于传统的Buck、Boost 和Buck-Boost 变换器分别与FSBB 变换器进行组合提出一种宽输入范围非隔离TPC。以FS-Boost TPC 为例进行理论分析与实验验证。实验研究表明，该拓扑结构能工作在光伏电池电压大于或小于蓄电池电压的场合，满足光伏电池端口电压宽输入范围变化的实际需求。控制策略的设计能够保证该拓扑模式间的快速切换。因此，所提变换器适用于以光伏电池、蓄电池和负载构成的独立光储发电系统。
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