图1 鉴相器相位电压输出特性曲线
Fig.1 Phase detector’s phase-voltage characteristic
摘要 光纤外差干涉传感输出信号频率为百兆赫兹量级，传统软件解调方法采样设备成本高、数据量大、实时性差，制约了该技术在局部放电超声传感的广泛应用。该文提出了一种基于双鉴相器协同工作的相位硬件解调方法，降低了系统采样率、减少了采集数据量、实现了实时解调，相比传统微分-交叉相乘软件解调方法快1 124倍。分析了低频载波幅值和采样精度对测量结果的影响，实现了0.005°的相位最低检测下限。搭建光纤超声传感平台，开展了对比试验，结果表明，该文所提相位解调方法线性拟合度达到0.999，信噪比较传统微分-交叉相乘解调方法高15 dB，检测下限拓展58%，为局部放电超声传感提供了一种高信噪比、低检测下限、实时检测的相位解调方法。
关键词：相位解调 光纤传感 局部放电 外差干涉 超声检测
变压器状态实时监测对于电力系统的安全稳定运行至关重要。光纤传感凭借其良好的绝缘性能、抗电磁干扰等优点广泛应用于变压器等电力设备状态监测中[1-5]。其中，基于外差干涉型的光纤传感技术利用光学移频器将频率较低的待测信号载波于高频调制信号中，有效地克服了干涉信号相位衰落问题，抑制了光强波动、环境扰动等因素的影响，具有高灵敏度、低检测下限等优点[6]。局部放电（简称“局放”）是设备绝缘状况的重要表征[7-9]。因此，该技术在光纤变压器局放超声检测等场景中的应用逐渐增多[10-12]。
针对外差干涉型的光纤传感技术，其相位解调方法主要有微分-交叉相乘（Differential Cross Multiplying, DCM）算法和反正切算法。He Haijun等[13]基于双波长探头来提高相位敏感光时域反射仪（Phase-sensitive Optical Time Domain Reflectometer, φ-OTDR）中应变测量的动态范围，其中利用声光调制器（Acousto-Optic Modulator, AOM）移频实现外差干涉，并采用反正切算法进行相位解调。由于AOM移频量为数十兆赫兹甚至数百兆赫兹，需使用更高的采样率进行干涉信号采集，极大地增加了对数据采集设备性能的要求，并使数据量激增，计算负担增大，难以实现数据的实时解调。于是，Jiang Fei等[14]提出使用欠采样理论以减少对高采样率的需求，并使用71 MS/s的采样率实现了对200MHz干涉信号的正确解调，但检测下限性能严重不足，无法用于微小相位变化检测。目前，关于外差干涉的相位软件解调方法的研究多集中于动态范围性能[15-16]，针对最低检测下限（Minimum Detectable Limit, MDL）性能的研究较少。然而，局放超声检测中待测相位信号大小仅为10-3rad量级[11,17]，这对外差干涉相位解调方法最低检测下限提出了更高要求。
本文开展了硬件解调方法研究，试图将高频率的干涉信号经硬件解调后输出频率较低的相位信号，从而避免软件解调中高采样率引起的相关问题。Yao Chenyu等[18]利用Mach-Zehnder外差干涉测量空心反谐振光纤内的光热诱导相位变化以检测气体浓度，其采用混频器将频率为70MHz的干涉信号降频至200kHz后，再串联两个锁相放大器进行解调，将采样率降低至800kS/s，但是解调设备繁杂。鉴相器凭借体积小、集成度高、能实现宽频带信号的相位解调等优点，在微波、生物等领域应用较多[19-22]。如Y. Mohamadou等[19]利用鉴相器作为生物阻抗谱的相位检测装置，实现了低成本、便携的生物阻抗谱系统；J. M. Vieira等[20]使用利用鉴相器构成微波矢量比较器的相控阵列，相位检测精度为2.0°；Chen Zhao 等[21]利用鉴相器检测离子回旋共振加热系统天线电流带之间的相位差，实现了 ±0.5°的相位检测精度。然而，上述研究的相位检测精度不足，难以对电力设备故障诱发传感光信号中微小相位变化进行准确检测。
本文提出了一种基于双鉴相器的外差干涉相位解调方法，并对该方法的检测下限、线性度等关键性能进行研究。在此基础上，搭建了马赫曾德尔干涉（Mach-Zehnder Interferometer, MZI）超声传感平台，开展局放超声信号检测，并利用该相位解调方法对超声信号进行解调处理。
鉴相器的相位输出端电压信号大小与待测信号和参考信号间的相位差对应关系如图1所示，其解调相位输出带宽可达30MHz，满足电力设备局放超声信号传感需求[20]。
图1 鉴相器相位电压输出特性曲线
Fig.1 Phase detector’s phase-voltage characteristic
目前鉴相器在应用中存在如下问题：当相位差在0°与180°附近时，输出电压大小与相位差呈非线性关系。若待测相位位于非线性区，将极大地影响相位检测的准确性。
对于光纤局放传感，设待测光纤输出信号为US，用于解调的参考信号为UR，它们可以分别表示为
（1）
（2）
式中，A1和A2分别为待测信号和参考信号幅值；f1和f2分别为待测信号和参考信号频率；j(t)为待测相位信号，其幅值和频率分别为k和f0，即j(t)=kcos(2f0t)；j0为参考信号初始相位。
若待测信号US和参考信号UR频率相等，即f1 = f2，则两输入信号间的相位差可表示为
（3）
1）当φ0位于相位电压输出特性曲线的线性区，系统可以正常工作。鉴相器输出电压波形与j(t)同频率，如图1实线所示，可表示为
（4）
式中，Kφ为相位测量比例系数，mV/(°)；VCP为鉴相器内部引入的幅值为900mV的偏移电压。
2）当φ0位于相位电压输出特性曲线的非线性区，则相位测量比例系数减小，使得输出电压波形幅值衰减，甚至出现波形畸变，如图1虚线所示。
因此，使Δj(t)避开相位电压输出特性曲线非线性区对待测相位信号j(t)的准确解调至关重要。
在实际中，待测信号US和参考信号UR的频率难以实现绝对相等，即f1 ≠ f2，则两输入信号间的相位差为
（5）
式中，Δf为频率差，Δf = f1-f2。由于频率差Δf的存在，相位差Δj(t)中引入了2πΔft，导致Δj(t)随时间的增长而不断增大。因此，Δj(t)必将经过相位电压输出特性曲线的非线性区域，严重影响相位解调的准确性。
为更直观地分析非线性区对相位测量的影响，开展仿真计算，设待测信号US和参考信号UR的频率差Δf为10Hz，待测相位信号j(t)为频率2kHz、幅值10°的正弦波。两输入信号间的相位差随时间变化如图2a所示，此时鉴相器输出信号波形如图2b所示，可认为该波形以鉴相器相位电压特性曲线作为低频载波，并叠加了高频待测相位信号j(t)。为更好地观察2kHz的待测相位信号，对图2b的波形进行带通滤波，得到波形如图2c所示，可见在相位电压特性曲线的非线性区，待测相位信号幅值出现了明显衰减和畸变。
图2 单片鉴相器相位解调局限性
Fig.2 The limitation of single phase detector
为解决单片鉴相器相位解调在非线性区域出现信号的衰减、畸变，进而影响相位检测准确性的问题，本文提出了一种双鉴相器协同工作方法，补偿非线性区信号，实现微小相位信号的快速、准确测量。
双鉴相器相位解调方法原理示意图如图3a所示，将待测信号分为两路，分别输入两块鉴相器的输入端。同时，将参考信号分为两路，其中一路信号移相90°，两路信号分别输入两块鉴相器的另一输入端。此时，双鉴相器协同工作的相位电压特性曲线如图3b所示。两鉴相器输出信号相位相差90°，实现了两鉴相器输出信号U1、U2的线性区与非线性区相互错开。鉴相器输出波形如图4所示，当其中一个鉴相器处于非线性工作状态时，另一个则处于线性工作状态，进而提供精准可靠的相位信号输出。但受制于鉴相器输出信号中低频载波幅值（0～1.8 V）较大，采集卡量程远大于目标相位电压响应幅值（0～15 mV），相对地就大幅降低了对相位电压响应的采集精度，使得波形呈“平台”式变化，如图4a所示。
图3 双鉴相器相位解调方法
Fig.3 Dual phase detectors phase demodulation scheme
图4 鉴相器输出波形
Fig.4 Output of phase detectors
为了提高相位检测精度，在鉴相器输出端串联带通滤波器。带通滤波器将低频载波滤除而保留微小高频相位电压信号，从而减小量程以提高采样精度。当待测信号相位调制深度为0.1°时，采用图3方案可实现相位电压响应波形的准确采集，输出波形如图4b所示，不再出现“平台”式变化。后续实验分析均基于上述硬件方案进行。
信号处理过程中的部分信号如图5所示。从图5a可知，两信号波形均存在幅值突然减小的非线性区，但两信号间线性区和非线性相互错开。因此，两信号间可以相互补偿对方非线性区而获得平稳的波形。根据上述思路，提出如图6所示算法流程进行信号处理。
图5 信号处理
Fig.5 Signal processing
图6 算法流程
Fig.6 Algorithm flow chart
1）图5a中，两信号均出现了不同程度的直流偏置。因此，对两信号进行带通滤波处理，获得信号Abp和Bbp，如图5c所示，带通滤波可基本消除两信号的直流偏置。
2）获取信号A、B的上包络曲线EA、EB，如图5c中虚线所示。在包络曲线波谷处，波形具有较多毛刺，若直接进行寻峰处理，难以确定波谷的中心位置，因此还需要对其进行平滑处理。
3）对包络曲线作平滑处理，获得信号SA、SB，如图5c中所示。平滑处理后的曲线波谷极小值处即为非线性区的中心位置。
4）确定待补偿信号潜在非线性区位置xp。采用寻峰算法获得待补偿信号包络-平滑曲线波谷极小值处位置xp，如图5c中米字符所示，并确定每个波谷的半高宽（Full Width at Half Maximum, FWHM）。当前存在较多的误识别点。
5）排除潜在非线性区位置xp中的误识别点，获得非线性区位置xi。对非线性区潜在位置xp进行判别，若满足式（6）则确认xp处为非线性区。
（6）
式中，rms(Abp)为信号Abp的方均根值。满足式（6）的潜在非线性区位置xp被保留为非线性区位置xi，如图5c中圆圈所示。
6）确认非线性补偿区域xc。对于xi左右各1.5倍半高宽范围内满足SA(xi)≤SB(xi)的区域认为是待补偿信号A的非线性补偿区域xc。在非线性补偿区域将待补偿信号各点Abp(xc)替换成另一信号的对应点Bbp(xc)，从而获得平稳波形AB，如图5b所示。
对上述双鉴相器相位解调方法进行性能测试。对不同相位调制深度（0°～1°）的待测信号进行相位解调，进而分析信噪比（Signal-to-Noise Ratio, SNR）、线性度、检测下限等性能参数。
使用任意信号发生器（Arbitrary Waveform Generator, AWG）作为待测信号和参考信号的信号源。所使用的信号发生器相位调制的最小可调精度为0.001°（约为0.017 mrad），满足本文对10-3 rad量级相位信号的检测需求。待测信号由AWG1产生，频率设置为100 MHz，峰-峰值为200 mV，相位调制频率为20kHz。待测信号经功分器分为两路，并分别输入至两块鉴相器。参考信号由AWG2产生，频率设置为100 MHz，峰-峰值为200mV，并分别将AWG2通道1、2初始相位设置为0°和90°后输入两块鉴相器的参考信号端口。两块鉴相器相位输出端各串联一个带通滤波器。两带通滤波器输出信号分别经16位数据采集卡采集，采集卡的量程为±0.2 V，采样率为85 kHz，采样时间为1 s。
以相位调制深度为0°时的输出信号噪声作为系统参考噪声水平。双鉴相器相位解调方法功率谱如图7所示，可见，系统噪声水平约为-70 dB。取相位调制深度分别为0.005°、0.01°、0.05°和0.1°时的输出信号进行功率谱分析，可见在20 kHz处均有明显信号峰值。不同调制深度下输出信号的信噪比为
（7）
式中，USig、UN分别为信号、噪声幅值，V；Speak、Snoise分别为功率谱中信号峰值大小和噪声水平，dB。
图7 双鉴相器相位解调方法功率谱
Fig.7 Power spectrum of dual phase detectors phase demodulation scheme
为分析双鉴相器相位解调方法线性度，设置不同幅值的相位调制深度，其中在0.01°～0.1°范围内每隔0.01°设置一个测点，在0.1°～1°范围内每隔0.1°设置一个测点。每个测点分别测量10次，取10次测量的平均值作为该测点的相位解调结果。对所有解调结果进行线性拟合，结果如图8所示。图中，误差棒表示每个测点的95%置信区间。本组数据的线性拟合度R2=0.999，说明双鉴相器相位解调方法在0.01°～0.1°的范围内具有良好的相位-电压线性响应。线性拟合直线的表达式为
（8）
式中，UO为输出电压幅值，mV；φm为待测信号相位调制深度(°)。
图8 双鉴相器相位解调方法相位电压响应线性度
Fig.8 Dual phase detectors phase demodulation phase voltage response linearity
从图8中可看出，当待测信号相位调制深度为0.01°～0.1°时，每个测点的95%置信区间都未出现相互重叠现象。因此，可认为该相位解调方法的最小相位分辨率可达0.01°。根据式（9）可初步确定该相位解调方法的最低检测下限[23]为
（9）
式中，σ为拟合曲线y轴截距的标准差（σ = 1.107´ 103 mV）；S为拟合曲线的斜率
。计算可得最低检测下限为0.004°，实测相位最低检测下限如图9所示。从图中可发现，当相位调制深度为0.004°时，如图9a所示频谱图中在20 kHz处并未出现有效信号峰值。因此，实际最低检测下限无法达到公式计算所得的0.004°。
由于上述检测下限评估方法不适用于本文双鉴相器方法，因此认为信号峰值高出噪声水平的3倍以上时，信号发生器的相位调制深度即为最低检测下限。受限于信号发生器相位调制的最小可调精度为0.001°，因此当相位调制深度设置为0.005°时，频谱图20kHz频率处信号峰值为3.789×10-3 mV，噪声水平为0.641×10-3 mV。信号峰值远高于噪声水平的3倍，因此可认为该相位解调方法的最低检测下限为0.005°。采用DCM软件解调方法时，当相位调制深度为0.011°时，从图9b可知，频谱图20 kHz频率处信号峰值为0.190 mrad，噪声水平为0.050 mrad，信号峰值高出噪声水平3倍，因此DCM软件解调方法的最低检测下限为0.011°。双鉴相器相位解调方法比DCM软件解调方法最低检测下限低55%。
图9 相位最低检测下限
Fig.9 Minimum detectable limit of phase
为验证双鉴相器相位解调方法的光纤超声检测实际应用效果，搭建了Mach-Zehnder干涉光纤超声传感拓扑，如图10所示。
图10 Mach-Zehnder干涉光纤超声传感拓扑
Fig.10 Mach-Zehnder interferometer ultrasound sensing topology
该拓扑中，窄线宽激光器发射出中心波长为 1 550 nm的连续光，经隔离器和1´2耦合器C1后，均分为两束光，其中光纤超声传感器一侧为传感光，声光调制器一侧为参考光。光纤超声传感器由传感光纤均匀绕制于圆柱形芯轴上构成。当超声作用于传感器时，传感光纤长度和光纤折射率改变，导致光相位变化，该相位变化即为待测相位信号j(t)。AOM在AWG驱动下使参考光产生100MHz的频率偏移。携带相位信息的传感光和移频后的参考光在2´2耦合器C2发生干涉。平衡光电探测器（Balanced Photodetector, BPD）将2´2耦合器C2输入的干涉光信号转换为电信号，并进行差分处理，直流分量被消除。最终输出电信号表达式为
（10）
式中，UAC为电信号交流部分电压幅值；
为AOM频率偏移量。电信号U经功分器分为两路，分别输入两块鉴相器的输入端。正交参考信号由AWG2产生，分别输入两块鉴相器另一输入端。电信号U经双鉴相器解调后被采集和处理，最终获得待测相位信号j(t)。
3.2.1 标准超声信号检测实验
参照国家标准GB/T 19801—2005《无损检测声发射检测声发射传感器的二级校准》搭建如图11所示的光纤超声传感测试平台，声发射压电陶瓷换能器（Piezoelectric Transducer, PZT）放置于钢质试块工作面圆心。光纤超声传感单元放置于钢质试块上距圆心10 cm处。该光纤超声传感单元的频带响应范围可达20～100 kHz。使用AWG对PZT施加不同幅值的20 kHz驱动电压以产生超声信号。超声信号经传感单元转化为光相位信号，随后分别采用双鉴相器硬件方法和DCM软件方法进行相位解调，并对比两种方法的解调效果。
图11 光纤超声传感测试平台
Fig.11 Optical fiber ultrasonic sensing platform
软、硬件解调信噪比如图12所示。当升高PZT驱动电压至0.01 V时，传感光相位变化幅值为0.009°，此时，双鉴相器相位解调方法信噪比为10.75 dB；而DCM软件解调方法功率谱在20 kHz频率处的信号被淹没在周围噪声之中，无法有效识别信号峰值。当升高PZT驱动电压至0.05 V时，传感光相位变化幅值为0.043°，此时，双鉴相器相位解调方法信噪比为24.560 dB；DCM软件解调方法也可在20 kHz处识别出信号峰值，但是信噪比仅为9.097 dB，远低于双鉴相器相位解调方法信噪比。如图12所示，双鉴相器相位解调方法信噪比比DCM软件解调方法平均高约15 dB。
图12 软、硬件解调信噪比
Fig.12 The SNR of hardware demodulation and software demodulation
在0.01～1 V范围内设置不同的PZT驱动电压，每个电压值作为一个测点，分别测量10次，取10次测量的平均值作为该测点的测量结果。对所有测点的测量结果进行线性拟合，拟合结果如图13所示。本组数据的线性拟合度R2=0.998，与未引入光路时的拟合度相近。图13中拟合直线表达式的自变量为PZT驱动电压，无法直观地反映双鉴相器解调方法的相位电压响应。本文使用的光纤超声传感单元在20 kHz频率处，驱动电压与光相位变化幅值对应关系为
（11）
式中，θ为光相位调制深度，mrad；UPZT为驱动电压，V。根据式（11）可将图13中拟合直线表达式UO= 0.747UPZT-0.001中的自变量替换为相位变化幅值，得到
（12）
图13 光纤超声传感硬件相位解调线性度
Fig.13 The phase-voltage response linearity of optical fiber ultrasonic sensing phase demodulation with hardware
前述未引入光路时的实验拟合直线表达式（8）与本次实验拟合直线表达式（12）参数相近，说明双鉴相器相位解调方法具有良好的一致性和可重复性。
以0.001 V的步长逐渐增加PZT驱动电压，当频谱图20 kHz频率处超声信号峰值为噪声水平3倍时，PZT驱动电压即为系统的最低检测下限。采用双鉴相器相位解调方法时，系统最低检测下限为0.011 V，如图14a所示；采用DCM软件解调方法时，系统最低检测下限为0.019 V，如图14b所示。双鉴相器相位解调方法比DCM软解解调方法最低检测下限低58%。
图14 标准超声信号检测下限
Fig.14 Minimum detectable limit of standard ultrasound detection
3.2.2 局放超声信号检测实验
本文通过检测局放超声以验证双鉴相器相位解调方法实际应用效果，搭建局放超声检测实验平台如图15所示。
图15 局放超声检测实验平台
Fig.15 Experimental set-up for partial discharge ultrasonic detection
该实验平台中，局放缺陷为悬浮放电模型，如图15所示，针尖悬置于板上。使用工频试验变压器对悬浮放电模型施加电压并产生放电，从而模拟局部放电缺陷。光纤超声传感单元紧压于板上，在两者接触面涂抹超声耦合剂。光纤超声传感器与针尖距离为10 cm，并将传感器接入Mach-Zehnder干涉光纤超声传感光路拓扑中。分别采用双鉴相器相位解调方法和DCM软件解调方法对干涉信号进行相位解调。
实验中，以0.1 kV步长逐步升高工频试验电压，当硬件解调或软件解调中任意一方出现超声信号幅值高于噪声水平的3倍时，记录工频试验变压器输出电压幅值，实验结果如图16所示。当工频试验电压幅值达到2.7 kV时，从双鉴相器相位解调方法的输出电压中可有效地检测出超声信号，而DCM软件解调方法的相位变化幅值中未能观察到超声信号，所以本文研制的双鉴相器相位解调方法具有更优异的最低检测下限。
图16 局放超声信号检测
Fig.16 Partial discharge ultrasonic detection
在上述实验中，软件解调需直接采集BPD探测的干涉信号进行解调，该信号频率为100 MHz，数据采集设备采样率为625 MHz。高采样率导致数据量激增，当处理一段时间长度为1 s的数据时，DCM软件解调需要耗时900 s。而双鉴相器相位解调方法利用鉴相器将100 MHz的干涉信号降频至20～80 kHz的超声信号频率区间，极大地降低了数据采集设备采样率。因此，使用鉴相器相位解调方法处理一段时间长度为1 s的数据仅需耗时0.8 s，可实现传感数据的实时解调。双鉴相器方法比DCM方法快1124倍。
本文提出了一种基于双鉴相器相位解调的光纤干涉型局放超声传感方法，主要结论如下：
1）双鉴相器相位解调方法在标准超声信号测试中具有优异的响应线性度，信噪比相较于微分-交叉相乘软件解调高15 dB。
2）双鉴相器相位解调方法比微分-交叉相乘软件解调方法具有更小的最低检测下限，检测下限达0.005°，能够满足微小相位变化的检测需求。
3）双鉴相器相位解调方法利用鉴相器实现了对100 MHz干涉信号的降频，极大地降低了采样率和数据量，双鉴相器方法比微分-交叉相乘软件解调方法快1124倍。
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Abstract Real-time monitoring of transformer status is essential for the stable operation of the power system. Immunity to electromagnetic interference, high sensitivity and high insulation enable optical fiber sensing to be widely used in power transformer monitoring. Among them, heterodyne interferometer method uses optical frequency shifter to modulate signal to high frequency. This allows the effects of environmental disturbances on interferometer to be effectively suppressed and brings the advantages of high sensitivity and lower minimum detectable limit. The frequency of optical heterodyne interferometer sensing signal is hundreds of megahertz. Traditional software demodulation method has the disadvantages of high cost and large data volume. Thus, the optical heterodyne interferometer is restricted in the detection of partial discharge ultrasound. This paper proposes a phase demodulation method based on dual phase detectors, which reduces the sampling rate and data volume, and realizes real-time demodulation.
Firstly, the characteristics of the phase detector is analyzed. When the phase difference of two input signal is around 0° and ±180°, the output voltage has a nonlinear relationship with the phase difference. To avoid of the nonlinear region, a phase demodulation method based on dual phase detectors was proposed. Whenever a phase detector works at nonlinear region, the other will provide accurate measurement of phase signal. Secondly, bandpass filters are connected to the phase detectors. The low-frequency carrier with high amplitude is filtered out and the weak high-frequency phase voltage signal is preserved, so that the measuring range can be reduced to improve the sampling accuracy. Thirdly, both output signals of the two band-pass filters have attenuation and distortion because of nonlinear regions, but the nonlinear regions of the output signals are staggered from each other. An algorithm to avoid nonlinear regions is used to obtain a stable signal. The algorithm uses the method of envelope to identify the position of the nonlinear region of one output signal. Then the nonlinear regions are compensated with the linear regions of another output signal.
The key performance parameters of the phase demodulation method such as signal-to-noise ratio (SNR), linearity and minimum detectable limit (MDL) were tested. The result shows that the SNR can reach to 36.4 dB (the phase modulation depth of test signal is 0.873 mrad), and the minimum detectable limit of 0.005° is achieved. The phase modulation depth and the amplitude of output voltage have a good linearity. The optical Mach-Zehnder interferometer ultrasonic sensing platform was built, and the comparative testing indicates that the dual phase detectors demodulation method is 15 dB higher in SNR and 58% lower in MDL than traditional differential cross multiplying (DCM) software demodulation method. Then, the experimentations of partial discharge ultrasound detection have been done. When the test voltage was gradually increased, the ultrasonic signal of partial discharge was detected by the dual phase detectors demodulation method at lower test voltage. And it only takes 0.8s to demodulate sensing signal with a time length of 1s.
The following conclusions can be drawn: (1) The dual phase detectors phase demodulation method has excellent response linearity in the standard ultrasonic signal test, and the SNR is 15 dB higher than DCM software demodulation. (2) The MDL of the dual phase detectors phase demodulation method reaches to 0.005°, which meets the requirements of weak phase signal demodulation in the detection of partial discharge ultrasound. (3) The dual phase detectors phase demodulation method uses the phase detectors to reduce the frequency of the interference signal, and greatly reduce the sampling rate and the amount of data. This makes the dual phase detectors phase demodulation method 1124 times faster than DCM software demodulation method. Therefore, a real-time phase demodulation method with high signal-to-noise ratio and low minimum detectable limit was proposed for the detection of partial discharge ultrasound.
Keywords: Phase demodulation, optical fiber sensing, partial discharge, heterodyne interferometer, ultrasonic detection
DOI:10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.221621
中图分类号：TM855；TP212
国家自然科学基金（51977075）、中国科协青年人才托举工程（YESS20160004）、霍英东教育基金会高等院校青年教师基金（161053）和中央高校基本科研业务费专项资金（2022YQ003）资助项目。
收稿日期 2022-08-24
改稿日期 2022-11-24
陈章霖 男，1997年生，硕士研究生，研究方向为光纤传感及高压绝缘检测。E-mail：chenzhanglin08@163.com
马国明 男，1984年生，教授，博士生导师，研究方向为光纤传感及高压绝缘检测。E-mail：ncepumgm@163.com（通信作者）
（编辑 李冰）