图1 Sigma结构
Fig.1 Sigma structure
摘要 随着新型可再生能源的快速发展，对高效、高升压比DC-DC变换器的需求日益增加。传统两级级联式结构中，前后两级均需传递全部功率，不利于系统效率的提升。为此，该文提出一种基于输入并联输出串联（IPOS）连接的上下堆叠式高升压比直流变换器，系统的上部分变换器工作在直流变压器（DCX）状态，实现恒电压比传输，处理大部分功率，通过对谐振点处的参数优化实现效率提升；下部分变换器则起到系统闭环动态调压的作用，传输小部分功率。该文详细介绍所提出结构的工作原理、参数设计以及平面变压器的优化设计，并搭建24～32 V/400 V、额定功率200 W、开关频率1 MHz的实验样机验证了理论分析的正确性，所搭建样机峰值测试效率高达96.3%。
关键词：输入并联输出串联（IPOS） 直流变压器（DCX） 高升压 高频 高效
当今社会，传统化石燃料正逐渐减少，且其对环境造成的危害日益突出。而可再生能源的大量涌现构建了新型能源体系，保证了长期的可持续发展，其中，太阳能光伏发电以其独特的优势成为人们关注的焦点。为提高光伏发电系统的可靠性和效率，两级式光伏并网发电系统对前级DC-DC变换器的升压能力和工作效率提出了要求[1-2]。
从结构上，高升压比DC-DC变换器可分为非隔离型与隔离型两类。非隔离型DC-DC变换器通常采用耦合电感、倍压单元等方式实现升压[3-7]，但由于不具备电气隔离，光伏板与电网之间存在共模电流通路，带来额外的系统损耗，严重影响系统的电磁兼容性和安全性。相比之下，隔离型结构通过改变变压器匝比来实现输入输出侧的电气隔离以及预期的电压增益，更适合应用于升压比大于10的场合[8]。LLC谐振变换器是一种典型的隔离型DC-DC变换器，在谐振工作点附近可同时实现一次侧开关管和二次侧二极管的软开关以及恒电压比输出，通过对谐振工作点处的参数优化设计可以实现更高的工作效率，应用广泛。然而，在高升压比应用场合中，为实现较高的升压能力，变压器一次侧将会产生较大的电流应力，从而带来一次侧谐振元件额外的等效串联电阻（Equivalent Series Resistance, ESR）损耗，效率降低。因此，为了同时实现高升压能力以及高效率，变换器的谐振环节通常位于变压器的一次侧[9-13]。此外，为同时适应宽输入电压工作范围，文献[13]采用两级式结构，其中后级的LLC变换器工作在谐振点处，实现恒电压比输出，前级Boost变换器用于实现系统的动态电压调节，但由于二者级联，每一级都会传输全部的系统功率，不利于提升系统效率。
因此，为使谐振变换器工作在直流变压器（DC Transformer, DCX）模式，实现谐振工作点处的优化设计，通常需要引入一个额外的结构简单、易调节的DC-DC变换器实现动态闭环调压能力。调压变换器的引入会增加系统损耗，因此需通过合理的参数设计令调压变换器在整个工作范围内处理小部分系统功率，从而有效地减小该部分的损耗占比，更有利于提高整个工作范围下系统的工作效率[14-17]。图1为美国电力电子系统工程研究中心（Center for Power Electronics Systems, CPES）所提出的Sigma结构[18]，上部分为LLC谐振变换器，工作在DCX状态，实现恒电压比转换；Sigma结构下部分为Buck变换器，实现系统动态电压调节；然而，该结构不适用于有电气隔离、安全性能要求较高的场合。
图1 Sigma结构
Fig.1 Sigma structure
文献[17]通过额外增设辅助绕组和变压器引入DC-DC调压变换器，同时实现了电气隔离和升压能力，但当升压比较高时需要较大的变压器匝比，从而增加了变压器绕组的设计难度。在升压比要求较高的场合中，往往通过输入并联输出串联（Input Parallel and Output Series, IPOS）的连接方式进一步提高系统的升压能力以及功率等级。因此，本文提出了一种基于IPOS结构的高升压比DC-DC变换器，其拓扑结构示意图如图2所示。
图2 所提出变换器结构示意图
Fig.2 Schematic diagram of the proposed converter
整个系统由上、下两部分通过IPOS堆叠而成，在宽输入电压范围下可实现恒定的高升压比直流输出。其中，上部分为电压型二次侧串联谐振变换器，工作在恒定开关频率、占空比为0.5的状态下，实现恒电压比转换，类似于直流变压器，传输大部分的系统功率；其中，同一桥臂的开关管S1、S3以及S2、S4互补导通，对角开关管S1、S4以及S2、S3同步导通，容易控制；下部分采用二次侧串联谐振有源钳位变换器，C1为钳位电容，开关管S5、S6互补导通，通过脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation, PWM）即可实现系统在宽输入电压范围内的动态恒压调节，该部分在整个工作范围内只处理小部分功率，因此本文称之为部分功率调压变换器（Partial Power Voltage Regulator, PPVR）。图2中，Coss1～Coss6为开关管S1～S6内部的寄生电容，在变压器T1二次侧，电感Lr1与电容Cr1构成串联谐振网络，二极管VD1、VD2与电容Co1、Co2组成倍压整流环节，变压器T2二次侧结构与之相同。此外，n1、n2为变压器T1、T2的二次侧与一次侧的绕组匝数比，Lm1、Lm2分别为变压器T1、T2的励磁电感，R为负载电阻。变量Vin、Vo、Io分别为系统的输入电压、输出电压以及输出电流。
本文所采用的IPOS结构相比于传统两级式结构，每部分均处理一部分系统功率，且令上部分的DCX变换器工作在优化的额定状态下，处理大部分功率，整个系统的工作效率将有所提升，所提出变换器的工作指标见表1。
表1 系统工作指标
Tab.1 System working indicators
参 数数 值 输入电压Vin/V24～32 输出电压Vo/V400 额定功率Po/W200 DCX开关频率fs/MHz1 PPVR开关频率fs1/kHz500
PPVR变换器在一个开关周期内共有6个工作模态，如图3所示，主要参量的工作波形如图4所示。
模态1 [t0, t1
：t0时刻，寄生电容Coss5放电结束，开关管S5实现零电压开通，励磁电感Lm2瞬时电流方向不变，电容C1容值足够大，其两端电压可视为恒定不变，励磁电感Lm2为电容C1提供能量。在变压器二次侧，二极管VD4导通，电感Lr2与电容Cr2发生谐振。
图3 PPVR变换器工作模态
Fig.3 Working modes of PPVR converter
图4 PPVR主要参量工作波形
Fig.4 Main parameters working waveforms of PPVR
模态2 [t1, t2：开关管S5保持开通状态，当开关管S5电流与励磁电感Lm2电流相等时，变压器一次侧不再向负载侧提供能量，电感Lr2与电容Cr2谐振结束，二极管VD4实现零电流关断（Zero Current Switching, ZCS）。
模态3 [t2, t3：开关管S5关断，进入死区阶段，开关管寄生电容Coss6放电，Coss5充电，充放电路径分别为：Coss6—Lm2—Vin以及Lm2—C1—Coss5，同时，二次侧二极管VD3导通，电感Lr2与电容Cr2再次谐振。
t3时刻，寄生电容Coss6放电结束，开关管S6的驱动信号到来，实现零电压开通，另半个工作周期开始，由于模态4～6的工作过程与模态1～3类似，这里不再赘述。
变压器T2二次侧的谐振过程影响着二极管VD3、VD4的零电流关断条件，因此需对电路的谐振过程进行详细分析，由于谐振电流的正负半周对称，因此这里只对模态4二次侧的谐振过程进行分析，其等效电路如图5所示。
图5 模态4谐振过程等效电路
Fig.5 Equivalent circuit of mode 4 resonant process
根据图5中谐振过程等效电路电压电流关系式可得关于vCr2的二阶非齐次微分方程为
（1）
对方程式（1）求解，并代入终值
，可得模态4谐振过程中vCr2的表达式为
（2）
式中，VCr2为谐振电容Cr2两端电压的平均值。
则谐振电感电流iLr2(t)表达式为
（3）
式中，特性阻抗
；谐振角频率
。
为实现二极管VD3、VD4可靠的零电流关断，谐振周期Tr需满足
（4）
式中，D为开关管S6的导通占空比。
由此可得，谐振电容Cr2的选取范围为
（5）
根据模态1和模态4，列得变压器T2二次绕组在一个开关周期内的伏秒平衡方程为
（6）
（7）
由于谐振电感Lr2可由变压器T2的漏感代替，因此可认为Lr2
Lm2，则vLr2vLm2，因此可近似忽略Lr2两端分压的影响，则式（6）、式（7）可写为
（8）
（9）
进而得到谐振电容Cr2的平均电压VCr2以及PPVR变换器的电压增益M表达式分别为
（10）
（11）
则整个系统的电压增益Mc的表达式为
（12）
结合式（5）、式（12），绘制出不同谐振电感Lr2下，谐振电容Cr2与输入电压Vin关系曲线如图6所示，可以看出，在不同Lr2时，谐振电容Cr2均在输入电压32 V处取得最小值，因此可根据实际变压器漏感大小，得到Cr2的临界最小值，为实现整个工作范围内二极管VD3、VD4的ZCS，谐振电容Cr2的取值应小于该临界值。
图6 不同Lr2下谐振电容Cr2与输入电压Vin关系曲线（n1=5, n2=2）
Fig.6 Relationship curves between Cr2 and input voltage Vin under different Lr2 (n1=5, n2=2)
此外，图7给出了所提变换器与传统电压源型二次侧串联谐振升压变换器以及文献[13, 17]中所提出的升压DC-DC变换器的电压增益对比曲线。从图7中可以看出，与其他变换器相比，在相同的占空比下，本文所提出的变换器电压增益最高。
图7 电压增益对比曲线（n1=5）
Fig.7 Voltage gain comparison curves (n1=5)
开关管S5、S6软开关的实现在死区时间tdead1内，开关管的寄生电容Coss5、Coss6可以完成充放电过程。由于死区时间较短，寄生电容的充放电电流可近似认为励磁电感Lm2电流的正负峰值，在模态6中，励磁电流iLm2为正，可为寄生电容Coss5放电过程提供足够的能量，因此开关管S5更容易实现软开关。然而，为实现开关管S6的软开关，Lm2需工作在断续模式，反向励磁电流最大值iLm2(-)需在死区时间内为Coss6的放电提供足够的能量才能保证开关管S6的可靠软开关，因此需满足
（13）
励磁电流iLm2波形如图8所示，其中，励磁电流在一个开关周期内的变化量DiLm2、正向励磁电流峰值iLm2(+)分别为
（14）
（15）
励磁电流iLm2在开关管S6导通期间的正向时间t1(+)以及负向时间t1(-)分别为
图8 励磁电流iLm2波形
Fig.8 Waveforms of magnetic current iLm2
（16）
（17）
另外，一个开关周期内励磁电流iLm2的平均值可表示为
（18）
式中，Iin2为PPVR变换器平均输入电流。
综合式（13）～式（18），可以得到励磁电感Lm2的取值范围为
（19）
式中，寄生电容
；Pomax为系统总输出功率的最大值。
结合电压增益表达式（12），可绘制出系统总功率最大值Pomax变化时，励磁电感Lm2与输入电压Vin的关系曲线如图9所示，可以看出，在不同功率Pomax下，均在Vin=32 V时取得励磁电感Lm2的最小值，因此，为在系统整个工作电压范围内均可实现开关管S5、S6的零电压开通（Zero Voltage Switching, ZVS），在满足系统额定运行功率等级下，Lm2临界取值应小于Lm2min。
将DCX变压器一次侧等效至二次侧得到基波等效（First Harmonic Approximation, FHA）电路如图10所示，图中，Rac为二次侧等效交流电阻负载，谐振电感Lr1可由变压器T1的漏感代替，其电感值将远小于励磁电感Lm1，因此在等效FHA电路中可近似忽略Lm1的影响。
图9 不同最大输出功率Pomax下，励磁电感Lm2与输入电压Vin的关系曲线
Fig.9 Relationship curves between Lm2 and input voltage Vin under different maximum output power Pomax
图10 DCX等效FHA电路
Fig.10 Equivalent FHA circuit of DCX
由图10的等效FHA电路，可以得到DCX变换器归一化电压增益Mg的传递函数为
（20）
式中，fn为归一化开关频率，fn=fs/fr；Q为品质因数，
。
由式（20）可得到DCX变换器的归一化电压增益Mg三维曲面如图11所示。可以看出，当归一化频率fn=1时，无论是重载还是轻载工况下，变换器都具有恒定单位电压比1，工作在DCX状态，因此，谐振电感Lr1与电容Cr1的参数值需满足
（21）
由于所提出的结构中两部分变换器为IPOS连接，因此上半部分DCX变换器的功率PDCX占系统总功率Ptotal的比例即为二者的输出电压之比，可表示为
图11 DCX增益曲面
Fig.11 DCX voltage gain surface
（22）
结合电压增益表达式（12），得到变压器T1不同匝比n1下，上、下两部分变换器DCX与PPVR的功率占比与输入电压Vin的关系曲线，以及开关管S6导通占空比D随输入电压Vin的关系曲线分别如图12、图13所示。
图12 不同匝比n1下功率占比与输入电压的关系曲线
Fig.12 Relationship curves between power ratio and input voltage under different turns ratio n1
可以看出，DCX的功率占比随着变压器匝比n1的变大而增大，由图13可知，当n1=6时，在开关管S6占空比的可调节范围内，输入电压的变化范围只能在24～28.5 V。因此，为实现更宽的电压增益范围，且尽可能使得DCX功率占比变大，选择匝比n1=5为宜，此时输入电压在24～32 V波动下，PPVR变换器的功率占比为0.2～0.4，开关管S6占空比的调节范围为0.2～0.7。
DCX变换器中励磁电感Lm1的大小决定了开关管S1～S4的软开关性能，即需在死区时间tdead内完成寄生电容Coss1～Coss4的充放电，充放电电流可近似为励磁电感电流最大值iLm1max，应满足
图13 不同匝比n1下，开关管S6占空比与输入电压Vin的关系曲线
Fig.13 The relationship curves between the duty cycle of switch S6 and the input voltage Vin under different turns ratio n1
（23）
式中，寄生电容
。
则励磁电感Lm1的取值范围为
（24）
同时，励磁电感Lm1的大小还影响着DCX变换器的损耗，为提高系统效率，可从降低DCX功率损耗的角度对励磁电感Lm1优化设计。DCX变换器的功率损耗主要来源于磁性元件、开关管、二极管以及电容的ESR损耗。本文所采用的磁性材料为3F46铁氧体，在高频1～3 MHz下磁心损耗较低，具有优越的工作性能；变压器T1选择飞磁公司的E32/6/20型平面磁心。首先，根据飞磁数据手册得到单位体积下磁损密度Pv的计算公式为
（25）
式中，参量Cm、ct0、ct1、ct2、x、y可由厂家的数据手册得到；T为磁心温度；Bm为磁心磁通密度峰值，其表达式为
（26）
式中，ton为一次侧开关管的导通时间；NP1为变压器T1一次绕组匝数；Ae为磁心的有效截面积。则磁损Pcore可表示为
（27）
式中，Ve为磁心的有效体积。
计算变压器的绕组损耗，根据DCX变换器的等效FHA电路，可得一次、二次绕组电流有效值iNp1、iNs1分别为
（28）
（29）
根据Dowell模型[19]，变压器PCB绕组的交流电阻主要受PCB绕组间的邻近效应和趋肤效应影响，可写作
（30）
式中，
，h为趋肤深度，
为PCB绕组铜厚；m对应于每层绕组磁动势（Magnetomotive Force, MMF）的大小，它与变压器一次及二次绕组的排列结构有关；Rdc为PCB绕组的等效直流电阻。
综上所述，变压器绕组损耗Pcopper可表示为
（31）
式中，Racpri、Racsec分别为变压器T1一次及二次绕组的交流电阻。
此外，开关器件的功率损耗主要包括导通损耗、开关损耗及寄生电容损耗。开关管S1～S4的导通损耗Pcon的计算公式为
（32）
式中，Rds(on)为开关管S1～S4的导通电阻；iSrms为开关管的有效电流值，根据图10等效电路，可表示为
（33）
式中，
为谐振角频率，
。
由于开关管S1～S4可实现零电压开通，因此开通损耗近似为0，只考虑开关管的关断损耗为
（34）
式中，Vds、Ioff分别为开关管的关断电压、电流；tr为关断时间。
开关管S1～S4寄生电容Coss1～Coss4损耗可表示为
（35）
二极管VD1、VD2的导通损耗由正向导通压降VF带来，即
（36）
式中，ID为二极管电流平均值。
电容的等效ESR所带来的损耗为
（37）
式中，iCrms为电容有效值电流；Rc为等效ESR大小。
则DCX变换器的总功率损耗为
（38）
随着输入电压升高，DCX所处理的功率增加，损耗增大，为提高系统效率，绘制出输入电压32 V时变压器T1一次绕组匝数Np1与DCX总功率损耗以及死区时间tdead的关系曲线如图14所示。可以看出，将变压器T1一次侧匝数取整为2，DCX总损耗趋于最小值，此时死区时间约为27 ns。
图14 变压器T1一次侧匝数与DCX功率损耗以及死区时间tdead的关系曲线
Fig.14 Relationship curves between the primary side turns of transformer T1, the power loss of the DCX and the dead time tdead
在所提出的结构中，DCX变换器的变压器T1具有更大的绕组匝数比，并处理大部分的系统功率。根据第2节分析，变压器T1一次、二次绕组匝数为Np1=2和Ns1=10更有利于减少磁性元件的总损耗。由于变压器T1的漏感可以作为电感Lr1参与谐振，因此变压器漏感的增加不会影响系统的正常运行，相比之下，变压器绕组的寄生电容对系统效率的影响更大，是平面变压器优化设计需要考虑和权衡的重点。虽然变压器绕组的完全交错结构可以有效降低绕组的交流电阻，但寄生电容也会随一次及二次绕组之间重叠面积的增加而显著变大，因此，本文采用部分交错绕组结构，该结构下，一次与二次绕组间只有两个重叠表面，可有效减小一次、二次绕组间的寄生电容。
对于变压器T1，一次绕组匝数为2，电流应力较大，因此可通过多层PCB绕组并联分流；二次绕组匝数较多，可通过两个各5匝的独立PCB绕组串联得到。为进一步减小相同绕组之间的寄生电容，提出四种不同的二次绕组排布方案，如图15所示。其中，绿色部分代表PCB绝缘介质，棕色部分代表二次侧PCB绕组。图15a所示的结构Ⅰ通过顶层、底层串联得到，图15b的结构Ⅱ中顶层和底层均为5匝并联；图15c和图15d采用四层PCB，顶层和中间层1的绕组并联，底层和中间层2的绕组并联，在垂直方向上彼此错开，减小了不同层绕组间的重叠面积。图中阿拉伯数字1～5代表绕组的依次串联顺序。
图15 四种二次绕组排布结构
Fig.15 Four types of secondary windings arrangement structures
图16为四种二次绕组排布结构下电场能量分布的有限元仿真结果，左侧颜色栏显示了单位体积下电场能量数值对应的色阶，从而可以更加直观地看出四种结构中电场能量的分布情况。相比于结构Ⅰ，结构Ⅱ的并联方案很大程度上降低了不同层绕组之间的寄生电容，但同层相邻绕组之间的寄生电容仍不容忽视。结构Ⅳ虽然减小了不同层绕组的重叠面积，但由于不同层绕组间的电压差较大，且垂直距离变小，因此不同层绕组间仍存在较大的寄生电容。相比之下，结构Ⅲ的排列同时减小了相同层及不同层绕组之间的寄生电容，此外，中间两层为并联绕组，可降低绕组的直流电阻，因此二次绕组选择结构Ⅲ的排布方式。变压器T1绕组的整体结构如图17所示。
图16 四种二次绕组排布结构能量分布有限元仿真
Fig.16 Finite element simulation of four secondary windings arrangement structures energy distribution
图17 变压器T1绕组3D结构
Fig.17 3D structure of transformer T1 windings
为验证理论分析的正确性与所提出变换器的可实施性，搭建了一台输入电压24～32 V，输出电压400 V，额定功率200 W的实验样机，所搭建的样机如图18所示，变换器中各元器件参数及型号见 表2。
图18 样机图片
Fig.18 Picture of prototype
表2 系统元器件参数及型号
Tab.2 System components parameters and selection
参 数数 值 (型号) 励磁电感Lm1/mH4 Lm2/mH2.5 漏感Lr1/mH0.95 Lr2/mH0.27 电容C1/mF2.2 谐振电容Cr1/nF30 Cr2/nF100 二极管VD1, VD2UF5A400D1-13 二极管VD3, VD4SS320B 开关管S1～S4GS61008T 变压器匝比n1n252 变压器T1、T2磁心EI32/EI22 (3F46) 开关管S5, S6BSC030N08NS5 DCX死区时间tdead/ns27 PPVR死区时间tdead1/ns67
图19所示为系统的闭环控制框图，包括采样网络、数字控制器和驱动电路。采样网络检测到输出电压Vo的变化，并产生反馈电压vfb，利用PI控制算法实现反馈电压vfb与参考电压vref之间的误差调节，调节控制器的输出信号，进而调整开关管S5、S6的导通占空比，PPVR的输出电压随之改变，从而实现系统输出电压的调节。本文采用外部数字控制器TMS320F28335实现系统的闭环电压控制，且所有开关管的驱动信号均由外部数字控制器提供。其中PI补偿网络参数kp、ki的取值则需结合实际系统不断折中调整，以获得更好的系统环路性能。
图19 系统闭环控制框图
Fig.19 Closed-loop control block diagram
输入电压24 V满载测试条件下，DCX变换器中开关管S3、S4驱动信号vgs3、vgs4，漏源极电压vds3、vds4，谐振电流iLr1测试波形如图20a、图20b所示，以及PPVR变换器开关管S5、S6驱动信号vgs5、vgs6，漏源极电压vds5、vds6，谐振电流iLr2测试波形如图20c、图20d所示。
图20 输入电压24 V满载工作条件下，开关管ZVS、二极管ZCS测试波形
Fig.20 Test waveforms of ZVS and ZCS properties of switches and diodes (Vin=24 V at full load)
同样输入电压下，各个变换器轻载测试波形如图21所示，以及输入电压32 V满载、轻载条件下相关参量的测试波形如图22、图23所示。由图20、图23a、图23b可以看出，在不同输入电压下，满载或是轻载（20%满载功率）的工作条件下，DCX变换器以及PPVR变换器的所有开关管S1～S6均可以实现ZVS，二极管VD1～VD4均可以实现ZCS，保持良好的软开关特性，且测试波形与理论分析相符。
图21 输入电压24 V轻载工作条件下，开关管ZVS、二极管ZCS测试波形（20%满载功率）
Fig.21 Test waveforms of ZVS and ZCS properties of switches and diodes (Vin=24 V at 20% full load)
图22 输入电压32 V满载工作条件下，开关管ZVS、二极管ZCS测试波形
Fig.22 Test waveforms of ZVS and ZCS properties of switches and diodes (Vin=32 V at full load)
图23 输入电压32 V轻载工作条件下，开关管ZVS、二极管ZCS测试波形（20%满载功率）
Fig.23 Test waveforms of ZVS and ZCS properties of switches and diodes (Vin=32 V at 20% full load)
图24、图25分别为输入电压Vin=24、32 V时，系统总输出电压Vo、DCX输出电压Vo1、开关管S6驱动电压vgs6以及输入电流iin的满载测试波形。可以看出，系统总输出电压可以通过调节开关管S6的占空比实现稳定的恒压输出，当Vin=24、32 V时，通过调节开关管S6的占空比分别为0.7和0.2，可实现系统的恒压400 V直流输出，与理论分析一致。
图24 输入电压24 V稳态测试波形
Fig.24 Steady state test waveforms (Vin=24 V)
图25 输入电压32 V稳态测试波形
Fig.25 Steady state test waveforms (Vin=32 V)
如图26a、图26b所示为满载条件下系统输入电压在24 V—32 V—24 V突变时，系统输入电压Vin、输出电流Io、总输出电压Vo、DCX输出电压Vo1测试波形。可以看出，在输入电压突变时，DCX输出电压Vo1始终保持恒定电压比输出，通过闭环调节开关管S6的导通占空比，改变PPVR的输出电压Vo2，从而实现系统稳定的恒压输出。
图26 输入电压突变过程中系统动态测试波形
Fig.26 System dynamic test waveforms during the abrupt change of input voltage
系统总的损耗来源主要包括开关管S1～S6，二极管VD1～VD4，磁性元件损耗，电容的ESR损耗以及驱动电路损耗几部分。通过对系统各部分的损耗计算，得到输入电压24、32 V满载工作条件下，DCX与PPVR变换器中的器件损耗分布如图27a所示。可以看出，输入电压24 V时，相比于输入电压32 V，DCX所处理的功率降低，产生的功率损耗随之变小；然而，开关管S6的导通占空比变大，PPVR变换器输出电压变高，使得开关管关断损耗以及寄生电容损耗变大，这也是造成PPVR变换器在输入24 V时损耗增加和效率降低的主要原因。另外，还得到输入电压32 V时，满载（200 W）和轻载（40 W）工作条件下系统的各部分损耗示意图如图27所示，可以看出变压器损耗所占总功率损耗的比例最大。与满载工作条件相比，轻载时的工作效率更低，这主要是由于系统中磁心损耗、开关管关断损耗、寄生电容损耗等在轻载工作条件下的占比变大，使得系统工作效率下降。
系统在输入电压分别为24、28、32 V的不同功率等级下的测试效率曲线如图28所示，可以看出随着输入电压升高，系统工作效率提升，系统在输入电压32 V满载时具有峰值测试效率96.3%。
图27 系统损耗分布示意图
Fig.27 Schematic diagram of system losses distribution
图28 系统测试效率曲线
Fig.28 System measured efficiency curves
表3为所提出变换器与文献[13, 17]中提出的升压变换器的电路特性对比。从表3可以看出，文献[13]中所提出的变换器调压范围最宽，然而两级级联式结构为全功率传输，不利于系统效率的提升。而本文以及文献[17]中均采用部分功率调压控制，降低调压变换器所需处理的功率的同时易于DCX变换器的优化，更利于提升效率。相比之下，本文提出的变换器采用IPOS连接，同时降低了两部分变换器所承担的功率等级，通过对系统参数以及磁性元件优化设计，在更高的开关频率下仍可实现更高的工作效率。
表3 工作特性对比分析
Tab.3 Comparative analysis of working characteristics
电路特性本文文献[13]文献[17] 输入电压/V24～3224～4824～37 输出电压/V400400240 输出功率/W2001 000250 主开关频率/kHz1 00050250 峰值测试效率(%)96.390.295 功率传输方式部分功率全功率部分功率
为适应宽输入范围高效高电压增益的应用需求，本文提出了一种基于IPOS连接的上下堆叠式高升压比直流变换器，系统的上部分为电压型二次侧串联谐振变换器，工作在DCX状态，实现恒电压比传输，处理大部分功率，通过对谐振点处的参数优化实现效率提升；下部分为二次侧串联谐振有源钳位变换器，通过脉冲宽度调制可实现系统闭环动态调压，只处理小部分功率。通过对平面变压器绕组优化设计进一步减小寄生电容，降低损耗。为验证理论分析的正确性，搭建了输入24～32 V，输出400 V，额定功率200 W，开关频率1 MHz的实验样机，所搭建样机峰值测试效率高达96.3%。
参考文献
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Abstract Nowadays, with the rapid depletion of traditional fossil fuels, the harm to the environment is becoming more prominent. The proliferation of renewable energy resources has solved the energy shortage problem and realized sustainable development. The high step-up DC-DC converters have received widespread attention in renewable energy systems, such as photovoltaic module-integrated converters, fuel cells, and hybrid electric vehicles. In general, the high step-up DC-DC converters can be divided into non-insolated and isolated types. The non-isolated DC-DC converters usually adopt coupled inductors and voltage multiplier cells to realize the boost capability. In contrast, the isolated structures can realize the galvanic isolation and the expected voltage gain by changing the transformer turns ratio, which is more suitable for high step-up applications with high safety performance.
The LLC resonant converter has gained popularity due to the soft switching properties of power devices, constant conversion ratio, and high working efficiency near the resonant working point. However, it will generate large current stress on the primary side of the transformer when a high boost ratio is achieved, causing additional ESR losses of the resonant components and efficiency sacrifice. Thus, the resonant tank is usually located at the secondary side in high step-up applications, and the system voltage gain of LLC is regulated by pulse frequency modulation. The switching frequency change will make the resonant point deviate from the ideal state and generate additional reactive power, which brings difficulties to the design of EMI filters and magnetic components. Besides, the soft switching range of power devices is affected as the switching frequency changes. Although LLC is preferable to operate in the unregulated state, it will lose the voltage regulation capacity. Therefore, the two-stage architecture is a popular solution, where LLC can perform as a DC transformer (DCX), and the system dynamic regulation is achieved by the front or latter DC-DC stage. However, a potential disadvantage is that both stages need to transmit all the system power, which is not conducive to efficiency improvement.
A high step-up DC-DC converter based on input-parallel and output-series (IPOS) connection is proposed in this paper. The upper part of the system is an LLC converter with the secondary resonant tank, which operates as a DCX and realizes a constant voltage conversion ratio. A secondary series resonant active clamp DC-DC converter is adopted in the lower part to perform as a system voltage regulator, and the dynamic voltage regulation of the system can be achieved by pulse width modulation. The soft switching properties of all the power devices can be realized in the proposed converter. DXC processes an amount of the system power, and the DC-DC voltage regulator only handles a small part of the total power, thereby reducing device stress and power losses. Compared with the two-stage solution, the IPOS structure can reduce the power level and component ratings of each part more effectively. The transformer’s leakage inductor can replace the resonant inductor in the proposed converter, and the optimization of the windings arrangement reduces the parasitic capacitance. The working efficiency is further improved through the optimal design of the parameters and the magnetic components for DCX at the rated point. The working principle, parameter design criterion, and planar transformer optimization are introduced in detail. An experimental prototype with an input voltage range of 24 V to 32 V, an output voltage of 400 V, a rated power of 200 W, and a switching frequency of 1 MHz is built to verify the theoretical analysis. The peak test efficiency is up to 96.3%.
keywords：Input parallel and output series (IPOS), DC transformer (DCX), high voltage gain, high frequency, high efficiency
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.L10045
中图分类号：TM46
国家自然科学基金（51922033）和台达电力电子科教发展计划（DREK2020003）资助项目。
收稿日期 2023-01-09
改稿日期 2023-02-06
桑汐坤 女，1998年生，博士，研究方向为部分功率变换器拓扑及其控制关键技术。E-mail: 309311146@qq.com
王懿杰 男，1982年生，教授，博士生导师，研究方向为高频、超高频功率变换器及无线电能传输技术。E-mail: wangyijie@hit.edu.cn（通信作者）
（编辑 陈 诚）