图1 动态EC-WPT系统电路
Fig.1 Circuit of dynamic EC-WPT system
摘要 电场耦合式无线电能传输（EC-WPT）技术具有耦合机构轻、涡流损耗小和抗偏移性强等优势，这些优势很好地契合了动态无线电能传输系统的需求。但是，耦合参数和负载电阻的时变性会对EC-WPT系统的输出电压平稳性产生影响。因此，该文提出一种具有变负载与过分段恒压输出特性的动态EC-WPT系统。基于反混合G参数建立多端口电场耦合机构数学模型和等效电路，在此模型上提出兼具极板恒压与输出恒压特性的高阶补偿网络，并分析发射端同侧耦合对系统谐振的影响。理论分析表明，所设计的动态EC-WPT系统兼具变负载和过分段输出电压平稳的特性，同时论证了同侧耦合对系统谐振的影响为感性。实验结果显示，当直流侧负载从100 W 切换到30 W 时，系统输出电压变化率最大为11.58%，变负载电压基本恒定。30 W 负载下系统动态经过供电分段时输出电压跌落最大为2.33%，100 W 负载下系统动态经过供电分段时则为2.06%，过供电分段输出电压基本保持恒定。
关键词：动态无线电能传输 电场耦合式无线电能传输 变负载 过分段 恒压输出
近年来，利用金属极板间的高频电场实现电能传输的电场耦合式无线电能传输（Electric filed Coupled-Wireless Power Transfer, EC-WPT）技术得到了越来越多的研究[1-5]。EC-WPT系统具有一些优势，例如，电场可实现穿越金属物体传能而不会产生显著的涡流损耗；耦合极板采用金属板或箔片制成，降低了耦合机构的成本和质量；EC-WPT系统的抗偏移性较好等[6-7]。目前，EC-WPT技术已在电子消费设备、特种电源和电动汽车等领域得到初步的应用探索[8-12]。
动态无线电能传输（Dynamic Wireless Power Transfer, DWPT）技术通过在移动的接收端沿线铺设电能发射装置，实现用电设备移动过程中的不间断供电，可以有效缓解移动装置续航里程不足的问题。DWPT技术在自动引导车、电动汽车等运载工具中具有明确的应用需求，由于运载工具对DWPT系统的电能接收设备体积、质量都有较高要求，因此EC-WPT技术的优点与DWPT的特殊需求高度契合。
在DWPT系统中，为了降低系统待机损耗与电磁辐射，发射端通常采用分段式耦合机构[13]。然而，分段式发射结构给DWPT系统引入了两个新问题：①相邻段发射极板间距离较近时，发射端口间的耦合会影响系统谐振，极板间距较远时，系统过分段时输出电压将跌落；②在接收端位置以及负载电阻发生变化时，系统增益如何保持一致。
目前，DWPT技术的研究主要围绕磁场耦合式无线电能传输（Magnetic-field-Coupled Wireless Power Transfer, MC-WPT）系统展开[14]。首先，针对发射侧耦合对系统谐振的影响问题，奥克兰大学提出了双D正交（Double-D Quadrature, DDQ）解耦型耦合机构[15]，并应用于DWPT系统中[16-17]；类似地，有学者提出了重叠型DD导轨线圈[18]，上述两种线圈均可实现解耦，从而解决了发射端相邻线圈同侧耦合对系统谐振产生的不利影响。然而，现有围绕EC-WPT系统的研究中尚未提出解耦型电场耦合机构，因此EC-WPT系统的发射端同侧耦合难以避免[19]。并且，发射端同侧耦合对分段式动态EC-WPT系统谐振的影响规律也不明晰。
针对不同负载和位置条件下系统增益一致性问题，研究人员已就MC-WPT系统提出了许多解决方案，通过补偿网络[20-21]和耦合机构[22]设计实现动态恒压输出。MC-WPT系统以磁场为传能媒介，要实现输出恒压，需满足不同工况下各分段线圈附近的空间磁场均匀分布，即拾取端位置、负载电阻变化时发射线圈电流恒定[23-24]。然而，不同于MC-WPT系统，EC-WPT系统以电场为传能媒介，要实现输出恒压，不同工况下各分段极板附近的空间电场需均匀分布，即各分段发射极板电压相等，且不受拾取端位置和负载电阻变化的影响。由于两个系统能量耦合媒介与传递机制的差异，导致MC-WPT的补偿网络设计无法直接应用于EC-WPT系统，因此需要设计具有发射端极板电压恒定特性的补偿网络。
目前，针对动态EC-WPT技术的研究仍处于初期阶段。大多数研究利用发射端较长的单发射-单接收EC-WPT系统近似模拟动态场景，现有研究一定程度上探究了发射端与接收端相对位移下的系统效率提升方法和功率输出稳定性，但并未考虑分段式发射系统所带来的问题[25-26]。
综上所述，本文提出了一种具有变负载与过分段恒压输出特性的电场耦合式动态无线电能传输系统。本文工作的主要贡献如下：
（1）针对分段式动态EC-WPT系统耦合机构，提出了多端口电场耦合机构的反混合G参数模型。
（2）在考虑耦合参数时变的情况下，提出了一种具有发射端极板电压恒定以及系统输出电压恒定的补偿网络。
（3）明确了移动过程中发射端同侧耦合对逆变器零电压导通的影响。
本文提出的动态EC-WPT系统电路如图1所示。两个全桥逆变器输入侧并联，由直流电源Edc供电，发射端补偿网络采用恒压型LCLC电路。其中，上组逆变器输出电压为Uin1，对应补偿元件为补偿电感L1a、L1b以及补偿电容C1a，流经L1a和L1b的电流分别为I1a和I1b；下组逆变器输出电压为Uin2，对应补偿元件为补偿电感L2a、L2b以及补偿电容C2a，流经L2a和L2b的电流分别为I2a和I2b。接收端则采用串联补偿，补偿电感为L3，流经L3的电流为I3。极板P1、P2与外接电容Cex1构成第一组发射端，极板P3、P4与外接电容Cex2组成第二组发射端，极板P5、P6与外接电容Cex3组成接收端。接收端采用全桥整流为负载RL供电。
图1 动态EC-WPT系统电路
Fig.1 Circuit of dynamic EC-WPT system
动态EC-WPT系统的耦合机构由一个可移动的接收端和两组发射端构成，如图2所示。其中，发射端的极板长度大于接收端极板长度，不同的发射端构成了不同的供电区间。当接收端极板跨越两个相邻供电区间时，称为过分段过程。
图2 动态EC-WPT系统耦合机构及尺寸
Fig.2 Coupler and size of dynamic EC-WPT system
图2中，极板P1、P2、P3与P4为发射端极板，极板尺寸均为900 mm×300 mm，同组发射端极板间隙d1=40 mm，相邻组发射端极板间隙d2=20 mm。P5、P6为接收端极板，尺寸为300 mm×300 mm。发射端、接收端之间气隙高度h1=20 mm。耦合机构板间电容分布如图3所示，Cij为任意极板Pi与Pj（1≤ i＜j≤6
间的电容。
为描述接收端与发射端极板的相对位置，本文定义耦合机构坐标系如图4所示。以左侧发射端耦合机构左顶点为坐标原点，以接收端极板左顶点坐标值描述极板位置。即接收端坐标x取值范围为0 m≤x≤1.52 m。基于该坐标系，表1列出了接收端极板的几处特殊位置坐标及其对坐标的描述。
图3 耦合机构极板间电容网络
Fig.3 Inter-plate capacitance network of the coupler
图4 耦合机构坐标系（侧视图）
Fig.4 Coordinate system of the coupler (side view)
表1 接收端坐标及其描述
Tab.1 Receiver coordinates and their description
x/m描 述 0.3接收端位于发射端1中心 0.6接收端即将过分段 0.76接收端位于分段中心位置 0.9接收端结束过分段 1.22接收端位于发射端2中心
图3所示的耦合机构为三端口网络，存在“发射端1—发射端2”、“发射端1—接收端”和“发射端2—接收端”三组耦合。基于Maxwell平台建立耦合机构仿真模型，得到极板间电容Cij（1≤i＜j≤6的仿真值，并将端口外接电容Cex1、Cex2、Cex3作为耦合机构的一部分依次并联在C12、C34和C56上。
文献[19]给出了基于Z参数的多端口电场耦合机构建模方法，基于该模型利用Cij参数可得到耦合机构端口电压、电流关系如式（1）所示，对应的等效电路如图5所示。图中，
、
和
分别为“发射端1—发射端2”、“发射端1—接收端”和“发射端2—接收端”的Z参数互电容，
、
和
分别为发射端1、发射端2和接收端端口Z参数自电容。
、
、
分别为耦合机构端口电压。
、
、
分别为端口电流。
（1）
图5 基于Z参数的三端口耦合机构等效电路
Fig.5 Equivalent circuit of the three-port coupler based on Z parameters
在图5所示的基于Z参数的耦合机构等效电路中，发射端自电容与感应电压源串联，不适合构建具有极板恒压特性的发射端补偿网络。因此，本文在基于Z参数的等效电路基础上，提出并构建基于反混合G参数的多端口耦合机构模型如式（2）所示，其等效电路如图6所示。
（2）
图6 基于G参数的三端口耦合机构等效电路
Fig.6 Equivalent circuit of the three-port coupler based on G parameters
式（2）与图6中，
为“发射端1—发射端2”的G参数互电容，
和
分别为“发射端1—接收端”和“发射端2—接收端”的耦合增益。值得注意的是，此处耦合增益为无量纲新概念，用于描述发射与接收端耦合的强弱。在该模型中发射端基板电压与接收端感应电压同相，耦合增益的定义为接收端感应电压与对应发射端极板电压之比。
、
和
分别为发射端1、发射端2和接收端端口G参数自电容。
系统发射端采用恒压型LCLC补偿网络，副边采用简单的串联补偿网络。在动态系统中，自电容、和受耦合机构相对位置变化的影响产生波动，因此此处选取拾取端位于发射端中点处的耦合参数进行补偿参数设计。令此时、和为
、
和
。动态EC-WPT系统的等效电路如图7所示，而图中各参数关系满足式（3）。根据基尔霍夫电流定律（Kirchhoff's Current Law, KCL），图7所示电路可由式（4）描述。其中G参数下的自电容、互电容、耦合增益均可通过开短路法，与端口不变量、、、、、建立等式关系。再基于Z参数模型计算得到Z参数下耦合参数与端口电压/电流的关系式，从而得到附表1中的三组Z-G参数转换公式，即可完成G参数和Z参数下耦合机构模型的转化，具体转换过程见附表1。由图6可得，若电容、上的电压恒定，即发射端的极板电压、恒定，则接收端感应电压恒定。
（3）
图7 基于LCLC-S补偿网络的EC-WPT系统等效电路
Fig.7 Equivalent circuit of EC-WPT system based on LCLC-S compensation network
可见，第1.2节中采用基于G参数的耦合机构建模方法满足了端口电容与反射阻抗（或受控源）并联的要求，在并联模型的基础上可以进一步通过高阶补偿实现端口电容的电压恒定，即发射端极板电压的恒定；类似地，也方便接收端自电容与感应电压源串联，通过简单的串联补偿实现输出电压与感应电压相等，即负载电压恒定。
（4）
将式（3）代入式（4）中，可得极板电压、的表达式如式（5）所示。根据式（5）可知，在忽略系统内阻的情况下，发射端极板上电压为恒定值，与耦合参数的波动以及等效负载的变化均无关。此时，动态EC-WPT系统在经过不同供电区间发射极板时，极板电压保持一致，即极板附近电场均匀分布。
（5）
此时，若满足
，即接收端端口自电容基本不变，则有EC-WPT系统输出电压为
（6）
由式（6）可知，接收端端口自电容不变的前提下，输出电压
与交流等效负载电阻Rac无关，仅受两个发射端的G参数自电容、以及两条传能通道的耦合增益和影响。
利用Maxwell仿真平台建立动态EC-WPT系统耦合机构模型如图8所示。由仿真可得到接收端在不同x坐标下的极板间电容大小。根据附表1计算得到接收端移动过程中的耦合机构端口G参数自电容、、和发射端G参数互电容
以及G参数耦合增益、的变化曲线，分别如图9和图10所示。
图8 耦合机构Maxwell仿真模型
Fig.8 Maxwell simulation model of the coupler
图9 耦合机构自电容曲线
Fig.9 Curves of the self-capacitance
图10 耦合机构互电容、耦合增益曲线
Fig.10 Curves of mutual capacitance and coupling gain
在过分段时，随着接收端从发射端1向发射端2移动，发射端1的自电容和增益逐渐变小；反之，发射端2的自电容和增益逐渐变大，两者在x= 0.76 m处达到平衡。发射端之间的互电容先变小再变大，在x=0.76 m处达到最小值。接收端自电容几乎不变，只在过分段时有轻微的衰减。
当x=0.3 m时，耦合机构的耦合参数为= 445.06 pF，=0.061 8，=0.000 327。由式（5）可见，此时发射端1提供了主要的增益，因此忽略，此时系统增益为
（7）
取Gsys1=1即可得到C1a=7.2 nF，则电感的参数为L1a=14.94 mH，L1b=241.73 mH。当x=1.22 m时，=0.000 325，=0.061 8。同样地，使增益Gsys2= 1，得到补偿参数C2a=7.2 nF。可见，由于动态EC- WPT系统各分段的对称性，各分段的补偿网络参数一致。此时，绘制接收端跨分段移动过程的系统增益曲线和极板电压曲线，计算表达式为
（8）
系统电压增益及极板电压曲线如图11所示，移动过程中系统增益Gsys基本恒定，保持在设计值附近。为了计算极板电压值，令电压Uin1=Uin2=100 V。在图11中可见极板电压恒定，且两个发射极的极板电压U1与U2相等，U1和U2的值不随负载变化而变化。
图11 系统电压增益及极板电压曲线
Fig.11 Curves of system voltage gain and plate voltage
在两个发射端的逆变器输出电压同相的前提下，图12给出了动态EC-WPT系统接收端移动过程中不同等效负载、不同发射段间距的情况下，发射1通道输入的阻抗角a1。
图12 不同负载与发射端间距下发射端输入阻抗角
Fig.12 Impedance angle of transmitters under different load and different distance between transmitters
由图12可知，当接收端工作在发射端1上方时，无论间距d2多大，发射端输入阻抗角始终大于0。随着发射端间距d2增加，发射端输入阻抗角均呈现逐渐下降的趋势，说明发射端交叉耦合减弱时，发射端互容对系统谐振影响逐渐减小，逆变器由电流滞后变为更趋于零相位状态。但实际中d2大小有限，因此的影响始终存在，使得系统发射端始终工作于弱感性区间，可以确保逆变器MOSFET实现零电压导通工作状态。
当接收端从发射端1逐渐移动到发射端2上方时，发射端1的输入阻抗角逐渐增加，直至变为 90°，达到完全感性的状态。
根据图1所示的动态EC-WPT系统电路，其尺寸与图2中耦合机构尺寸保持一致。搭建实验装置如图13所示，长极板为发射端极板，接收端极板尺寸较小，安装于可移动装置上。
图13 动态EC-WPT系统实验装置
Fig.13 Experimental setup of dynamic EC-WPT system
实验装置中补偿电感主要由Litz线缠绕高频硅铁磁心构成，并串联少量空心电感进行参数校准，高频磁心有利于提高电感的功率密度并减少Litz线材用量，同时可减少电感电磁辐射并减少电感参数敏感性。补偿电容C1a、C2a由若干薄膜电容元件组成，通过串联电容元件增加耐压值，并通过并联调整补偿电容值，极板外接电容Cex由高压陶瓷电容并联构成。PWM信号由DSP产生，频率为500 kHz，逆变器MOSFET管型号为C2M0080120D，整流器SiC二极管型号为SCS304AP，负载为滑动变阻器。发射端1和发射端2逆变器共用一个直流源，接收端从发射端1移动到发射端2。实验装置参数见表2，G参数下，系统配谐时的系统状态见表3，该方法也适用于任意多个发射端的情况，具体的谐振关系如式（3）所示。
表2 实验装置参数
Tab.2 Parameters of experimental setup
参 数数 值 L1a/mH13.54 L1b/mH228.37 L2a/mH13. 50 L2b/mH228.18 L3/mH219.98 Edc/V100 C1a/nF7.92 C2a/nF7.93 Cex1, Cex2, Cex3/pF400 f/kHz500
表3 系统耦合机构补偿方法
Tab.3 Compensation method of the system coupler
端口系统状态 发射端1、2其他发射端短路且接收端断路 接收端发射端全部短路
以接收端坐标x=0.3 m为例，测试系统在不同负载下的直流-直流电压增益与效率曲线如图14所示。
图14 不同负载下系统效率和电压增益曲线
Fig.14 Curves of system efficiency and voltage gain under different loads
系统的电压增益随着负载的增加而提升并接近理论值1。当负载电阻较低时，由于系统逆变器内阻、电感内阻和端口接触电阻等因素的影响，使系统电压增益略低于理论值，而这一现象随着负载电阻的增大而弱化。系统的效率曲线随着负载电阻的增加呈先上升后下降的趋势，最优效率出现在负载电阻RL=31.2 W 时。此时，系统效率达到82.055%，电压增益为0.856，相关数据通过功率分析仪测量，系统最优效率时功率分析仪截图如图15所示。
图15 系统最优效率时功率分析仪截图
Fig.15 Screenshot of power analyzer at optimal efficiency
系统接收端位置对系统输出电压与效率的影响如图16所示。图16a显示当接收端在不同位置时，输出电压都随着负载电阻的增加而小幅增加。此外，当接收端过分段时，输出电压出现小幅下降，不同负载下电压跌落比例均在2%左右，系统在过分段时呈现了良好的恒压特性。图16b显示当接收端在不同位置时，系统效率基本不变。并且在不同位置下，负载电阻对效率的影响规律一致，当负载在最优负载附近处时的效率均为最高。图17给出了不同负载和接收端位置条件下的逆变器输出电压、电流波形。其中接收端坐标取值x=0.3 m，x=0.76 m，x=1.22 m；负载电阻取值RL=30 W、RL=100 W。
图16 接收端位置不同时的输出电压和效率曲线
Fig.16 Curves at different receiver positions of output voltage and efficiency
图17 逆变器输出电压电流波形
Fig.17 Output voltage and current waveforms of inverters
图17显示，任意负载和接收端位置下逆变器电流均滞后于电压，逆变器开关管工作于零电压导通状态。当接收端正对某一发射端时，该发射端逆变器电压与电流近似同相；此时另一发射端与接收端耦合极弱，电流呈现三角波形，且滞后电压波形约90°，因此该通道有功功率近似为0；当接收端位于两个发射端之间时，逆变器电流与电压相位介于上述两种情况之间，但两个发射均有有功功率输出。
将接收端以约0.4 m/s的速度从发射端1上方（x=0.3 m）移动到发射端2上方（x=1.22 m），本节记录了这一过程中两个发射端逆变器的输出电流和接收端负载电压波形，以验证系统设计的有效性。图18分别给出了负载为30 W 和100 W 时的实验结果。图中，系统接收端在运动过程中输出电压始终保持稳定，负载电阻为30 W 时，输出电压跌落幅度为2.33%，负载电阻为100 W 时，输出电压跌落幅度为2.06%。
图18 移动过程中负载电压Uout与逆变器电流i1a、i2a
Fig.18 Output voltage Uout and inverter current i1a, i2a in the process of movement
为了测试负载变化时输出电压的稳定性，分别选取接受端位置在x=0.76 m与x=1.22 m两个位置，将负载从100 W 切换到30 W，检测负载电压、负载电流和发射端2逆变器输出电流变化如图19所示。由于两个发射端的参数对称性，此处仅给出发射端2的逆变器输出电流波形。如图19a所示，在x=1.22 m处，输出电压从97 V跌落到86 V，变化幅度为11.34%；如图19b所示，在x=0.76 m处，输出电压从95 V跌落到84 V，变化幅度为11.58%。电压跌落由系统轻微失谐以及系统各部分内阻导致。实验显示，随着负载电阻的减小，输出电压不可避免地轻微降低，但在不同位置和负载下，系统仍能保持输出电压的基本恒定，这一规律与理论分析基本一致。
图19 负载电压与电流Uout、Iout与逆变器电流i2a
Fig.19 Output voltage and current Uout, Iout and output current of inverter i2a
实际工程应用中，通常需要添加一个闭环的控制维度来实现不同参数扰动条件下的输出电压恒定控制，达到完全恒压效果以满足工程需求，如后端级联DC-DC。本文提出的动态EC-WPT系统虽然没有实现输出电压的完成恒定，但极大地降低了输出电压的变化幅度，从而有效降低了后端DC-DC变换器的调压范围，可提升DC-DC变换器效率、降低变换器设计与控制难度。
本文提出了一种具有变负载与过分段恒压输出特性的动态EC-WPT系统。基于多端口电场耦合机构Z参数模型，提出了适用于动态EC-WPT系统的多端口电场耦合机构的反混合G参数模型；基于反混合G参数建立了多端口电场耦合机构数学模型和等效电路，给出了Z参数模型向G参数模型的转换方法；在G参数模型上提出了极板恒压的LCLC-S型补偿网络，使得系统输出电压不随负载发生变化；证明了在LCLC-S网络中，发射端之间的同侧耦合对系统谐振产生了弱感性的影响，同侧耦合并不影响逆变器的软开关和实现系统的恒压输出效果。
实验结果验证了本文设计的动态EC-WPT系统具有变负载与过分段恒压输出特性，当负载从100 W 变化到30 W 时，系统输出电压变化率最大为11.58%。变负载时，30 W 负载下系统过分段运行时输出电压跌落最大为2.33%；100 W 负载下跌落最大为2.06%。通过实验验证了接收端在两段供电区运行以及负载变化时，所提出系统的输出电压基本恒定。
附 录
Z参数多端口耦合机构模型向G参数多端口耦合机构模型转换见附表1。
附表1 Z参数多端口耦合机构模型向G参数多端口耦合机构模型转换
App.Tab.1 Conversion from model of multi-port coupler based on Z parameters to model based on G parameters
方法Z参数电路G参数电路计算方法 端口1激励端口2短路接收端开路
（续）
方法Z参数电路G参数电路计算方法 端口1激励端口2短路接收端开路 Z-G参数转换公式 端口2激励端口1短路接收端开路 Z-G参数转换公式 端口1短路端口2短路接收端激励 Z-G参数转换公式
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Abstract Electric-field coupled wireless power transfer (EC-WPT) system uses a high-frequency electric field among metal plates to realize power transmission, which has the advantages of light coupling interface, low eddy current, and better anti-misalignment. Dynamic wireless power transfer (DWPT) technology can realize continuous power supply during the moving process of electrical equipment. The advantages of EC-WPT technology are highly consistent with the special requirements of DWPT because the moving equipment has restricted requirements on the volume and weight of the power receiving unit of the DWPT system.
DWPT system usually adopts segmented transmitting coils or plates. However, the segmented transmitting structure introduces two new problems for DWPT systems: (1) when the distance between the adjacent transmitting plates is small, the mutual coupling between the transmitting ports will affect the system resonance; on the contrary, when the adjacent plates are far apart, the output voltage will drop when the receiver moves over the segments. (2) How to keep the system voltage gain consistent when the receiver position and load resistance change.
In the existing research on the EC-WPT system, a decoupled electric-field coupler suitable for the DWPT system is yet to be proposed, so the same-sided coupling between adjacent transmitters of the EC-WPT system is unavoidable. Moreover, the influence principle of same-sided coupling on the resonance of dynamic EC-WPT system must be better studied. Because the EC-WPT system uses the electric field as the power transfer medium, its intensity around transmitting plates should be evenly distributed to ensure a constant induced voltage on the receiver under different operating conditions. Then the output voltage of the dynamic EC-WPT system can be kept constant under varying receiver positions and load resistance using an LCLC-S compensation network. The main contents of this paper are as follows:
An inverse hybrid G-parameter model of a multi-port electric field coupler is proposed based on the existing multi-port Z-parameter model for the segmented coupler of the dynamic EC-WPT system. In the proposed model, the self-capacitance on the primary side is connected with the reflected impedance (or controlled source) in parallel. Then the constant voltage of the transmitting plates is achieved by using a high-order compensation network of LCLC-S topology. Finally, the influence of the same-side coupling between the transmitters on the zero-voltage switching (ZVS) condition of the inverter is also analyzed in detail.
Theoretical analysis shows that the proposed system has the properties of constant output voltage against the variable load and different receiver positions. The influence of the same-sided coupling makes the input impedance slightly inductive, which benefits the ZVS condition of inverters. In the experiment, a prototype of a dynamic EC-WPT system is constructed. The experimental results show that when the load varies from 100 W to 30 W, the maximum change rate of the system output voltage is 11.58%. When the power pickup moves over two adjacent transmitters, the change rate of the system output voltage is no more than 2.33% when the load is 30 W, and no more than 2.06% when the load is 100 W. Overall, the output voltage of the proposed system is approximately constant in both cases above.
keywords：Dynamic wireless power transfer, electric-field coupled wireless power transfer (EC-WPT), load variation, over segment, constant voltage output
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.221705
中图分类号：TM724
国家自然科学基金（51907170）和四川省科技计划（2021YFH0039）资助项目。
收稿日期 2022-09-06
改稿日期 2022-10-10
唐丁源 男，1999年生，硕士研究生，研究方向电场耦合式无线电能传输技术。E-mail: tdy@my.swjtu.edu.cn
周 玮 男，1990年生，博士，副研究员，硕士生导师，研究方向为无线电能传输技术及其应用。E-mail: wzhou@swjtu.edu.cn（通信作者）
（编辑 陈 诚）