、
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。电路运行时，二次绕组可感应出两组相位差为30 °的三相电压（
、
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和
、
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），且、、分别超前、、 30 °。摘要 为满足整流器高电压输出和提升串联12脉波整流器谐波抑制能力，提出一种使用直流侧混合脉波倍增技术的低谐波串联36脉波整流器。基于隔离型串联12脉波整流器，在其直流侧设置混合电压谐波注入电路且负载端并联滤波电容，可同时抑制交、直流侧谐波，实现低谐波运行。混合谐波注入电路参与调制两个整流桥间电流和电压波形，最终使交流侧输入电压阶梯数由12提升至36。该文分析所提36脉波整流器工作机理，设计注入变压器最优电压比、功率管IGBT导通角及其控制电路，研究正常状态下和IGBT故障下整流器的运行特性，并使用硬件在环（HIL）测试系统验证了理论分析的正确性。实验结果表明，所提整流器器件利用率高、谐波含量低，IGBT故障下具备鲁棒性强、输出电压增益高的特点，可应用于高电压、高功率变流场合。
关键词：串联电流源型整流器 36脉波 混合谐波抑制 故障分析 StarSim
大功率整流器作为AC-DC变流接口，常被应用于工业场合，但大量非线性谐波源器件的使用，将造成公用电网谐波污染。谐波过量会增加设备损耗，限制能量转化效率，严重时将损坏设备[1-4]。多脉波整流器（Multi-Pulse Rectifiers, MPRs）利用移相变压器实现谐波抵消以提升整流器的谐波抑制能力，常被应用于大功率整流场合[5-6]。不控串联型12脉波整流器因其结构简单、鲁棒性强等优点常被应用于电动车以及多电飞机电源变电等领域，但应用时网侧及直流输出侧含大量谐波，不符合适用行业标准，故需结合谐波抑制方案对其改进以满足不同工业场合谐波标准[7-8]。
针对MPRs的谐波抑制方案主要有在交流侧设置滤波器以补偿网侧谐波的被动抑制方式和在直流侧构造谐波注入回路以提升交流侧电气量脉波数的主动抑制方式[9-11]。文献[12]针对高压直流输电场景12脉波整流系统提出了一种使用阻尼高通滤波器的新型谐波抑制方案，可显著抑制系统中部分特定低次谐波。文献[13]提出一种交流侧安装混合滤波器方案，并将其应用于电机调速的12脉波整流器，对比纯无源滤波器方案，其占用空间小、实现成本更低，且整流器谐波抑制能力进一步提升。然而，滤波器方案仅能抑制电气量部分特征次谐波含量，且易与系统中其他元件的电感电容等形成谐振，造成2次谐波污染，在当前MPRs谐波抑制场景中应用较少[14]。直流侧谐波注入方式利用电路自身能量改变原有电能分布，无需增加额外整流桥即可实现脉波倍增，降谐效果显著[15]。当前该抑制谐波方式正向着低附加元件、高可靠性方向发展，优势凸现。直流侧谐波注入法按注入电路器件类型可分为无源谐波注入及有源谐波注入方式[16-18]。无源谐波注入方式使用全无源器件，降谐的同时系统具备强抗干扰性，目前相关研究及应用较为广泛。文献[19-20]为直流侧使用单无源电压谐波注入电路的串联24脉波整流器，通过附加一台单相注入变压器及二极管桥，将电路自身能量馈送回直流侧，进而实现电压电流再分布的调制过程，最终将交流侧输入电压脉波数由12提升至24，抑制了网侧谐波含量。但单无源谐波抑制方式降谐能力有限，其对应的交流侧特征电气量的谐波畸变率理论值为7.58 %，无法满足部分行业谐波标准，仍存在改进空间。文献[21]基于串联12脉波整流单元，提出一种使用双无源谐波注入电路的36脉波整流器，交直流侧谐波含量进一步降低，但该种方案使用了两台单相变压器，提升降谐能力的同时牺牲了系统经济性和集约性。针对设备体积有限制的应用场景，有源谐波注入方式被提出，该方案无需使用额外变压器，通过可控功率器件实现电路中电气量的调制，减少了磁性器件的使用，弱化了系统电磁干扰[22-23]。文献[24]在12脉波整流桥和级联电容间增加辅助电源，控制注入电流实现了交流侧电气量的脉波倍增。文献[25]基于场效应管和二级管组成的调制电桥提升了整流器脉波数，但控制电路增加了系统的复杂度。
综合考虑无源和有源谐波抑制方式特点，直流侧混合谐波注入方式被提出[26]。文献[27]基于单晶体管的混合谐波注入方案设计了36脉波航空用变流器拓扑，交流侧电流谐波畸变显著降低，且对比双无源谐波注入方式，附加设备质量更低。文献[28-29]均给出了混合谐波注入方案应用于串联12脉波整流器谐波抑制的应用拓扑，可实现36脉波运行，且仅需一台注入变压器，缩减了整流系统磁性器件容量和体积。文献[28]使用双向开关技术实现直流侧谐波注入，但整流系统采用了半隔离移相变压器结构，可靠性较低。文献[29]将场效应管替换为绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT），并减少了混合谐波注入电路中二极管个数，但注入变压器需设置抽头，造成生产工艺复杂化。文献[30]考虑使用一个有源开关和两个无源谐波注入电路组成的混合谐波注入电路将整流器脉波谐波数由12提升至48，谐波抑制能力显著提升，但使用了两台单相变压器和大量辅助二极管，该方案应用优势略低。协同系统经济性以及直流侧谐波抑制电路复杂度，有必要进一步改进36脉波整流器的混合谐波注入电路结构。此外，由于直流侧混合谐波注入方法使用了有源器件，故障率增加，故对应的MPRs运行特性分析和故障研究也亟需完善[31]。
基于直流侧混合谐波抑制技术研究现状，本文从优化系统结构、提升器件利用率、增强系统稳定性、降低电能畸变出发，提出了一种带直流侧混合电压谐波注入电路（Hybird Voltage Harmonic Injection Circuit, HVHIC）的低谐波串联36脉波整流器。基于串联12脉波整流器，首先分析了带HVHIC的整流器工作机理，揭示了交流侧输入电压36阶梯波形规律；其次从降低交流侧电压畸变率出发，计算了IGBT导通角和注入变压器电压比，并设计了对应的IGBT控制电路；接着分析了整流器的交、直流侧电压电流畸变特性和IGBT故障下谐波抑制能力；最后结合仿真和实验结果，对比不同谐波抑制方案后，可知所提整流器具有低谐波特征，可将其应用于需电气隔离、电压增益的大功率整流场合。
图1为所提带直流侧混合谐波注入的电流源型串联36脉波整流器。该拓扑基于电流源型串联12脉波整流器，依靠直流侧HVHIC实现谐波抑制功能。该整流器采用星-三角-星形隔离变压器作为移相环节，主电路采用两个三相不控型整流桥串联，直流侧使用两个参数相同的大电容C1、C2与负载并联，实现稳压滤波功能。HVHIC由一个辅助无源注入电路和一个功率管IGBT（记为Q）组成。其中，辅助无源注入电路包含一个自耦变压器和两个二极管VDv1、VDv2。自耦变压器一次绕组串接于两个整流桥与两个均压电容的中点，二次绕组及VDv1、VDv2与输出负载端并联。为使整流器运行于低谐波状态，可使用图1b的IGBT控制电路调节Q的开断改变直流回路电压分布，从而将整流桥输出电压电平数提升至3，馈送至交流侧，最终将网侧输入电压波形脉波数由12提升至36。
图2为整流器中移相变压器相量。移相变压器的一、二次绕组匝数分别记为N0，N1、N2。电路运行时，一次绕组形成一组频率相同、振幅相等、相位依次互差120 °的三相交流输入电压，相量图中记为、、。电路运行时，二次绕组可感应出两组相位差为30 °的三相电压（、、和、、），且、、分别超前、、 30 °。
图3给出了移相变压器的绕组结构。为方便分析，令k1=N1
N0，k2=N2N0，取1倍升压比，即以一次侧输入电压为单位“1”，使一次与二次绕组电压有效值相等。根据电压对应关系，图3中各绕组匝比关系满足：k1=
1，k2=11。
图1 基于直流侧混合电压谐波注入电路的电流源型串联36脉波整流器
Fig.1 A current-sourced series 36-pulse rectifier based on hybrid voltage harmonic injection circuit at DC-side
图2 移相变压器相量
Fig.2 Phasor diagram of the phase-shifting transformer
图3 移相变压器绕组连接
Fig.3 Winding connection diagram of the phase-shifting transformer
该整流器主要借助无源谐波注入电路与有源器件IGBT构成的HVHIC实现谐波抑制功能。该整流器工作时，移相变压器二次绕组将感应出两组相位差为30 °的三相电压，当其输入两组三相整流桥时，整流桥将输出两组相位差为30 °的纹波电流，且两组三相整流桥为串联形式，直流侧回路将自动平衡电流，则三相整流桥Rec1、Rec2存在补偿电流差的旁路二极管，但由于HVHIC的加入，注入电流ic参与平衡两组整流桥电流差。此外，该整流器作为串联电流源型整流器，交流侧存在输入电感Ls，其可抑制在较短的电容充放电间隔产生过大的电流，故当整流器工作于稳态时，可将两个三相整流桥Rec1、Rec2等效为电流源，其输出电流分别为i1、i2。注入单相自耦变压器的绕组匝比记为x= NpNs，对应的端电压分别为up、us。记uo为负载电压，io为负载电流，Ud为二极管正向导通压降。
HVHIC作用于整流器时，为使其运行于36脉波状态，需控制IGBT开断使整流器按四种工作模态运行，实现将整流桥Rec1、Rec2的输出电压uRec1、uRec2阶梯数调制为3，最终将变压器一次侧输入电压调制为36阶梯波，具体整流器不同工作模态如图4所示。图5为两组三相二极管整流桥输出电流波形。为推导交流侧输入电压阶梯波值，对四种工作模态下单个整流桥的输出电压进行分析。
图4 HVHIC作用下整流器工作模态
Fig.4 Working modes of the rectifier affected by HVHIC
1）工作模态1
当i1＜i2且Q关断时，注入电流ic作为补偿电流平衡电流差，根据基尔霍夫电流定律，可得
（1）
图5 Rec1和Rec2输出电流波形
Fig.5 Output current waveforms of Rec1 and Rec2
此时up＞0、us＜0，注入电路中二极管VDv1导通、VDv2关断，根据基尔霍夫电压定律及电磁感应定律，可得
（2）
由图4a可得模态1中整流桥Rec1输出电压为
（3）
随着i1与i2的差值减小，工作模态1结束，整流器将切换至工作模态2。
2）工作模态2
当i1＜i2且Q开通（记开通角为d ）时，此时注入变压器绕组电压被钳位至零，注入电路中二极管VDv1、VDv2关断，根据基尔霍夫电压定律，结合图4b，可得模态2中整流桥Rec1的输出电压为
（4）
3）工作模态3
当i1＞i2且Q开通（记开通角为d ）时，此时注入变压器绕组电压被钳位至零，注入电路中二极管VDv1、VDv2关断，根据基尔霍夫电压定律，结合图4c，可得模态3中整流桥Rec1的输出电压如式（4）所示。
随着i1与i2的差值增大，工作模态3结束，整流器将切换至工作模态4。
4）工作模态4
当i1＞i2且Q关断时，注入电流ic作为补偿电流平衡电流差，根据基尔霍夫电流定律，可得
（5）
此时up＜0、us＞0，注入电路中二极管VDv1关断、VDv2导通，根据基尔霍夫电压定律及电磁感应定律，可得
（6）
由图4d可得模态4中整流桥Rec1输出电压为
（7）
综上所述，可得整流桥Rec1的输出电压uRec1在一个周期
, 
（k为正整数）的函数表达式为
（8）
同理，整流桥Rec2的输出电压uRec2在一个周期, 的函数表达式为
（9）
结合上述四种工作模态分析，可得到如图6所示的交流侧输入电压uan的36阶梯波的形成过程。为便于分析，结合上述工作模态分析过程，在图6中将对应的工作模态1～4区间分别标注为M1、M2、M3和M4。在整流桥Rec1输出电压uRec1的一个周期（p/3）内，对应的工作模态变化依次为M1- M2-M3-M4-M4-M3-M2-M1。观察图6可知，当控制IGBT呈12倍工频开断周期时，可最终将前端输入电压uan脉波数由12倍增至36。由于uan波形呈正弦特性，可对uan在1/4周期内阶梯波取值推导，根据周期性及对称性可进一步求得uan在一个周期内阶梯波取值。
图6 交流侧输入电压uan 36阶梯波形成过程
Fig.6 The 36-step waves formation process of input voltage uan at AC-side
以区间[2kp, 2kp+p/12-d)为例给出uan的36阶梯波理论值推导过程。为便于分析，以图1中直流侧两均压电容中点F为参考点，移相变压器三相绕组与整流桥Rec1和Rec2的连接点分别为A1、B1、C1和A2、B2、C2，其与参考点F之间的电压分别记为uA1F、uB1F、uC1F和uA2F、uB2F、uC2F。
根据图2和图3，结合电磁感应定律，变压器一、二次绕组电压等量关系为
（10）
当整流器工作在[2kp, 2kp+p/12-d
时，结合图1和图6，可知该区间下导通的二极管有VD11、VD16、VD25、VD26和VDv1，对应HVHIC作用下的工作模态1，则有
（11）
（12）
由星形绕组中性点电压平衡原理，得
（13）
结合式（10）～式（13），可得
（14）
结合式（12）和式（14），可得
（15）
同理，可求出一个周期内uan在其他区间对应的阶梯波取值，结合图6并结合整流器运行模态，可得交流侧输入电压uan在1/4周期[2kp, 2kp+p/2]的阶梯波取值，见表1，结合36脉波整流器交流侧电压波形的正弦特性，最终可得一个周期内交流侧电压的阶梯波取值。
表1 uan在1/4周期内阶梯波取值
Tab.1 Step wave values of uan in one quarter period
编号区间uan取值 S1[2kp, 2kp+p/12-d) S2[2kp+p/12-d, 2kp+p/12+d) S3[2kp+p/12+d, 2kp+p/6) S4[2kp+p/6, 2kp+p/4-d) S5[2kp+p/4-d, 2kp+p/4+d) S6[2kp+p/4+d, 2kp+p/3) S7[2kp+p/3, 2kp+5p/12-d) S8[2kp+5p/12-d, 2kp+5p/12+d) S9[2kp+5p/12+d, 2kp+p/2]
为使该36脉波整流器工作在低谐波状态，需考虑交、直流侧电压电流特性优化HVHIC参数。由于直流侧并联了稳压电容，可抑制输出脉动电气量，使输出电压电流波形趋于平稳；而交流侧输入电感将使整流器输入电流总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion，THD）低于输入电压THD。故结合串联型36脉波整流器特性，以交流侧输入电压THD值最小为目标，优化设计IGBT导通角d 及注入变压器匝比x的取值。由于正常工作时电路三相平衡，故此处以a相为例分析。
uan的有效值Uan计算公式为
（16）
对图6中交流侧输入电压uan的波形进行傅里叶变换，可计算uan的基波幅值Uans1。交流侧输入电压uan的THD值（记为Tv）计算公式为
（17）
将表1中uan阶梯波取值代入式（16）和式（17），可得Tv表达式，再结合多元函数求极值原理可计算Tv最小值。经计算可知，当d =0.086 7 rad，x=0.047 1时，Tv取得最小值（记为Tvmin）为5.09 %。Tv与单相注入变压器匝比x和IGBT 1/2导通角d 的具体函数关系如图7所示。
图7 Tv与注入变压器匝比x及导通角d 的关系
Fig.7 The relation of Tv with the turn ratio x of the injection transformer and conduction angle d
为进一步分析变量x与d 对Tv值的影响，图8给出了x与d 分别取标准最优值0.047 1和0.086 7 rad时Tv随另一变量变化的曲线。观察图8可知，当x取给定值，d 在区间[0.08, 0.095] rad（与d 标准值约10 %最大偏差）取值时，Tv与Tvmin仅存在0.98 %的最大偏差；当d 取给定值，x在区间[0.045, 0.05]取值（与x标准值约6 %最大偏差）时，Tv与Tvmin仅存在1.38 %的最大偏差。因此，x和d 在一定误差限内变化对Tv影响较小，x与d 值的设计存在容许误差限，更利于设备实际制造。
图8 Tv分别随x及d 变化曲线
Fig.8 The variation curves of Tv with x and drespectively
所提整流拓扑使用了有源器件和无源器件共同构成的HVHIC，并控制Q的开断实现了工作模态切换和降谐效果。为实现触发电路定相，即Q的栅极驱动信号应和电路中E、F间流过的采样电流ic保持同步，可经模拟电路处理后生成图6给出的栅极电压信号ug。如图1b所示，具体控制原理为：为提升控制精度，将由主电路采集到的ic送入锁相环（Phase Locked Loop, PLL），利用PLL实现输出信号对输入信号频率跟踪，得到与输入信号相位和频率同步的300 Hz输出信号，将PLL输出同步锯齿波信号依次进行过零比较（取参考值为p）、积分、取绝对值和定值比较（给定参考值uref1、uref2，其具体值根据d值设定）的逻辑运算，最终生成PWM波，作为栅极电压触发信号ug。
此处以整流器运行状态下Tv取最小值时对应的IGBT导通角2d 值（2×0.086 7 rad=0.173 4 rad）设计其控制电路。结合控制原理，图9给出了IGBT触发信号ug生成电路的Simulink模型。在实际应用中，可将Simulink模型编译为C代码，将其导入可识别的控制器中，前后端分别与电流采样电路和IGBT驱动电路相连接。记由PLL之后生成的方波信号为ur1，经绝对值和增益模块处理后的锯齿波信号记为ur2（幅值为1）。图10为IGBT触发信号生成过程中的相关波形，为使IGBT单周期开通角为0.173 4 rad，结合图10设计ug脉宽，可得
（18）
图9 IGBT触发信号ug生成电路的Simulink模型
Fig.9 Simulink model of the generating circuit of IGBT trigger signal ug
图10 IGBT触发信号生成波形
Fig.10 Waveforms of IGBT trigger signal generation
本文所提出整流器通过在串联12脉波整流单元设置HVHIC，显著降低了输入侧电压及电流的谐波含量。结合表1及图6可知，uan符合傅里叶级数展开条件，且具备周期为2p 的奇函数特性，其对应表达式为
（19）
式中，当d和x按Tv最小设计时，Uans1为关于uo和Ud的函数，而在给定输入电压和确定二极管选型下，uo和Ud为常值，故Uans1也为常值，则理想运行下uan除基波外仅含36n±1次谐波。
所提出整流器正常运行于三相对称状态时，由于实物变压器及电源均存在感抗，可等效为源侧滤波电感Ls，所提拓扑调整了Ls值以实现输入电压阶梯波特性，这将有效抑制输入电流谐波，故输入电流将低于输入电压谐波含量。整流器输出侧并联了滤波电容，阻性负载下输出电压电流平稳。总体上，所提出整流器具备较低的电能畸变特性。
所提整流器中仅使用了一个有源器件IGBT管Q，其余均为无源器件，其中IGBT作为大功率压控型器件易在过电压和过电流冲击下损坏，相较无源器件故障率高。此处以IGBT管Q短路和开路为例分析故障下整流系统的鲁棒性和谐波抑制能力。
1）Q短路故障
图11为该故障状态下整流器的等效电路。Q短路时，由于变压器绕组存在一定阻抗，注入电流ic在E、F间近似直通，此时HVHIC失效，整流系统将按基础串联型12脉波整流器特性运行。
图11 Q短路故障时等效电路
Fig.11 Equivalent circuit of short circuit fault on Q
2）Q开路故障
图12为该故障状态下整流器的等效电路。Q开路时，注入变压器绕组为自耦连接方式，此时整流桥Rec1、Rec2输出电压差仍存在，注入电流ic仍能流经变压器绕组，在电磁感应下，注入变压器二次绕组可感应出对应的电压，当ic正负随两个整流桥电压差变化改变方向时，注入变压器绕组电压也存在正负周期变化，进一步导致VDv1和VDv2交替导通，向直流回路注入电压谐波，从而改变电路中电压分布，即实现基于串联型12脉波整流器的单无源电压谐波注入效果，可将交流侧电压波形阶梯数由12倍增至24，使整流器呈现24脉波特性。
图12 Q开路故障时等效电路
Fig.12 Equivalent circuit of open circuit fault on Q
结合以上分析过程可知，所提整流器在两种IGBT故障下系统能以全无源器件状态分别运行在12、24脉波状态，具备较强的鲁棒性和谐波抑制能力。以上属于基于电路原理的定性分析，具体电气量解析式分析较为冗杂，此处不再给出。
为了验证上述分析的正确性，基于Matlab/ Simulink和上海远宽能源StarSim硬件在环（Hardware In the Loop, HIL）测试系统对图1基于直流侧HVHIC的串联36脉波整流器工作特性进行了测试。表2为所提整流系统的仿真及实验参数。
表2 仿真及实验参数
Tab.2 Simulation and experimental parameters
参 数数 值 主电路输入相电压Um/V220 输入电感Ls/mH20 负载电阻R/W60 移相变压器匝比k11 k231 输出电容C1, C2/mF3 300 HVHIC注入变压器匝比x0.047 1 参考值uref10.165 6 参考值uref20.834 4 Q的开关频率/Hz600 工频/Hz50
图13为正常运行状态下整流器输入输出电气量仿真波形。观察可知，由于Q存在通态压降，交流侧输入电压uan在不同模态（2和3）的导通时间存在差异，但波形特征仍为接近正弦的36阶梯波。由于输入电感Ls的存在，交流侧输入电流ia波形畸变低于uan, uan和ia的THD值分别为5.07 %和3.28 %，与理论值接近。因直流侧负载为纯电阻，且受C1和C2滤波作用，仿真下整流器输出电压uo和输出电流io波形平直无纹波，变流效果良好。
图13 整流器输入输出电气量仿真波形
Fig.13 Simulation waveforms of input and output electric parameters of the rectifier
图14为HVHIC中注入电流ic和整流桥输出电压uRec1波形，ic为频率300 Hz的三角波，与图10理论波形一致。uRec1呈三阶梯特性，且其电平数与式（9）分析一致。图15为图9的IGBT Simulink控制电路作用时得到的ug波形，其频率为600 Hz，ug送至栅极Q，可使整流器按上述分析的四种工作模态切换运行。
图14 ic和uRec1波形
Fig.14 The waveforms of icand uRec1
图15 控制信号ug波形
Fig.15 The waveform of control signal ug
基于图16的HIL测试平台对所提整流器进行了验证，即将Simulink中的整流器电气模型编译为C代码，导入上位机StarSim操作系统，测试过程使用了HIL中已有的电路组件电气模型。
图16 HIL系统测试平台
Fig.16 Test platform of HIL system
对应的部分测试波形（交流侧uan和ia）如图17所示，波形特征与理论分析及Simulink仿真波形一致，且符合低谐波特性。
图17 HIL系统测试波形
Fig.17 Test waveforms of HIL system
此外，为了验证所提带HVHIC整流器的低谐波特性，在此对无HVHIC作用的基础12脉波整流器进行了仿真测试，测试参数与表2主电路参数一致。图18给出了与其对应的交流侧与直流侧特征电气量波形。对比图13和图18可知：无HVHIC作用时，整流器运行符合12脉波特性，且测试结果显示交流侧输入电压THD=10.39 %，交流侧输入电流THD=8.75 %；HVHIC作用时，整流器运行符合36脉波特性，测试结果显示交流侧输入电压THD= 5.07 %，交流侧输入电流THD=3.28 %。由于HVHIC的调制，增加了整流器工作模态数，反馈至源侧使其电气量波形阶梯数提升至36，更接近正弦状态，且直流侧存在滤波电容，输出波形平稳。显然，所提带HVHIC的36脉波整流器交、直流侧电能质量明显提升，具备低谐波特性。
图18 无HVHIC的12脉波整流器输入输出电气量仿真波形
Fig.18 Simulated waveforms of input and output electric parameters of 12-pulse rectifier without HVHIC
图19和图20分别为IGBT管Q短路和开路故障前后交流侧特征电气量波形。当整流器在t =0.2 s发生短路故障时，整流器将以基础12脉波整流器特性运行，交流侧输入电压的阶梯数将由36降至12，交流侧电压和电流畸变增大，对应的THD值分别为10.53 %和8.76 %；当整流器在t =0.2 s发生开路故障时，整流器将以24脉波整流器特性运行，交流侧输入电压的阶梯数将由36降至24，交流侧电压和电流畸变增大，对应的THD值分别为6.25 %和4.82 %。对比可知，Q管发生短路故障更严重，整流器电能质量畸变明显，而短路一般由过电压或过电流引起，在实际制造中应考虑设计IGBT保护电路。
图19 Q短路前后整流器交流侧波形
Fig.19 Waveforms of the rectifier before and after short circuit fault on Q at AC side
图20 Q开路前后整流器交流侧波形
Fig.20 Waveforms of the rectifier before and after open circuit fault on Q at AC side
以上仿真和实验结果均验证了本文所提基于HVHIC串联型36脉波整流器的有效性，也进一步证实了所提整流器在故障状态下仍具备一定谐波抑制能力，但在实际应用中应注意IGBT短路的发生。
为综合评估所提基于HVHIC的串联36脉波整流器效能，将其与现有电流源型串联整流器（源端设有Ls）进行对比。表3给出了整流器在直流侧不同谐波抑制方案下的关键参数对比情况。为了更直观地观察不同谐波抑制方案下整流器运行效果，结合源端使用滤波电感的串联多脉波整流器特点（交流侧输入电流THD低于交流侧输入电压THD），选取交流侧输入电压作为特征电气量进行对比，图21给出了与表2主电路参数相同的三种谐波抑制方案下的交流侧输入电压uan的测试波形。结合表3数据以及图13、图18和图21波形可知，所提HVHIC方案与现有三种使用直流侧谐波注入谐波抑制方案的36脉波整流器谐波抑制效果接近，均可实现36脉波运行，对比无谐波注入的基础12脉波整流器，网侧电能畸变显著降低。尽管双无源谐波注入方案无需设置有源器件，但也以牺牲经济性（含两台注入变压器）为代价。与混合谐波抑制方案1和2相比，HVHIC所使用的器件数量明显降低，注入变压器结构更简单。在实现同样谐波抑制效果下，本文所提的谐波抑制方案具备结构简单、器件利用率高的优点。此外，由于本文所提整流器使用星-三角形结构的移相变压器，也存在绕组漏感不平衡的问题，会导致交流侧电压电流波形存在一定程度的不对称，但星-三角形移相变压器也具备结构简单、易于制造的优点，故实际工业应用时，在满足谐波抑制要求的前提下，可使用星-三角形变压器以降低生产工艺的复杂度。
表3 整流器直流侧不同谐波抑制方案下的关键参数对比
Tab.3 Comparison of key parameters of rectifiers under different harmonic suppression schemes at DC side
谐波抑制方案脉波数THD uan(%)开关管个数附加二极管个数注入变压器类型 理论值仿真值 无注入电路1215.210.3900— 双无源谐波注入[21]365.054.706两台单相变 混合谐波注入1[28]365.044.918一台单相变(无抽头) 混合谐波注入2[29]365.095.0913一台单相变(有抽头) 所提HVHIC365.095.0712一台单相变(无抽头)
当前研究表明，MPRs可应用于HVDC，可调速电机、电弧炉、电动汽车充电模块、飞机电源、雷达电源和船舶电源等大功率变流场景，但具体应用时应综合考虑系统电能质量、可靠性、设备的体积和质量等因素，针对具体的MPRs运行特性和场景要求给出适用场合的依据[32-33]。文献[27-28]通过分析整流器运行特性，提出将基于混合谐波抑制方案下36脉波整流器应用于航空变流领域，而本文所提使用HVHIC谐波抑制方案的整流器类别与之一致，且采用串联结构，具备输出高电压高功率特点，故在此结合上述整流器工作特性分析给出其适用于航空变流场合的依据，概括如下：
图21 三种不同谐波注入方案的36脉波整流器交流侧电压uan波形
Fig.21 Waveforms of the AC voltage uan in three 36-pulse rectifiers with different harmonic injection schemes
（1）所提整流器仿真测试下交流侧输入电压THD值低于8 %，输入电流THD值低于5 %，符合IEEE-519低压系统（1 kV以下）谐波要求，且仿真下各次谐波含量也低于多电飞机变流谐波限值。
（2）HVHIC中仅使用一台单相注入变压器，且容量仅占输出功率的2.41 %，对比双无源注入下的36脉波整流器，其具备质量轻、体积小的特点，符合多电飞机设计要求。
此外，所提整流器因采用了有源器件IGBT，应用时需综合考虑经济性、抗干扰性及占地面积等设计要求。在实际应用中还应注意整流系统阻抗匹配问题（Ls与变压器漏感、线路电感等）以控制网侧电压电流畸变在合理范围内。
本文以基础串联12脉波整流器为研究对象，为提升其谐波抑制能力，基于直流侧混合谐波注入技术，提出了一种使用HVHIC的低谐波36脉波整流器，得到的结论有：
1）所提出整流器存在输入电感，输入电流THD值（3.28 %）低于输入电压THD（5.07 %），故以降低输入电压THD值为目标设计了注入变压器最优电压比，可提升交流侧电能质量，而直流侧并联电容使输出波形平稳，总体上谐波抑制效果显著，可将其应用于需电气隔离的高电压增益、高功率变流场合。
2）所提HVHIC中注入变压器结构更简单，仅使用了2个二极管，且无需额外安装抽头，提升了系统的经济性和集约性。
3）IGBT控制使用PLL实现了栅极触发电路定相，且控制过程优化了逻辑运算，具备稳定、高效的优点。
4）所提整流器在IGBT故障时能以全无源状态运行于低谐波状态，鲁棒性强，但应尽可能避免IGBT短路故障。
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Abstract High-power multi-pulse rectifiers are often used in HVDC, adjustable speed motors, arc furnaces, electric vehicle charging modules, aircraft power supply, radar power supply, and marine power supply, but a large number of nonlinear harmonic source devices cause serious harmonic pollution to the public power grid. The traditional 12-pulse rectifier has the advantages of a simple structure and strong robustness. However, a large number of harmonics exist at the grid and DC sides, which needs to meet the relevant applicable industry harmonics standards. It often needs to be improved with a harmonic suppression scheme to meet the requirements of different industrial occasions. Therefore, considering the characteristics of passive and active harmonic suppression methods, a low harmonic series 36-pulse rectifier based on DC side hybrid pulse multiplication technology is proposed, which optimizes system structure, improves device utilization, enhances system stability, and reduces power distortion. By setting one additional hybrid voltage harmonic injection circuit (HVHIC) and capacitors, AC and DC power quality can be improved.
Firstly, the working principle of the rectifier with HVHIC is analyzed based on the proposed topology, and the formation of the input phase voltage 36-step wave at AC side is revealed. Considering the diode voltage drop, the theoretical values of the AC input voltage step wave are derived. Secondly, with the aim of the lowest voltage distortion at AC side, the IGBT turn-on angle and the injection transformer turn ratio are calculated. In addition, the corresponding IGBT control circuit is designed based on the operating mechanism of the rectifier and the theoretical value of the optimal IGBT on-angle. Then, considering the filter inductances at the source side, the voltage and current distortion characteristics of the rectifier at AC and DC sides are analyzed. Combined with the IGBT state of high failure rate, the harmonic suppression ability of the IGBT state of short and open circuits is analyzed. Finally, Simulink and the Starsim-based hardware-in-the-loop (HIL) platform verify the theoretical analysis results. After comparing different harmonic suppression schemes, the operating characteristics of the proposed rectifier are evaluated, and the reasons for its application in relevant industrial applications are given.
The following conclusions can be drawn from the simulation and experimental analysis: (1) The proposed rectifier has input inductance, and the total harmonic distortion (THD) value (3.28 %) of the input current is lower than the input voltage THD value (5.07 %). Therefore, the optimal ratio of the injection transformer is designed to reduce the input voltage THD value, which can improve the power quality at AC side, while the parallel capacitors at DC side make the output waveform stable. Accordingly, the harmonic suppression effect is significant on the whole. It is suitable for high voltage gain and high-power AC-DC situations requiring electrical isolation. (2) The injection transformer in HVHIC has a simpler structure, only two diodes are used, and there is no need to install additional taps, which improves the economy and intensity of the system. (3) The IGBT control circuit uses phase locked loop (PLL) to realize phase synchronization of the gate trigger circuit, and the control process optimizes logic operation. It has the advantages of stability and efficiency. (4) When IGBT fails, the proposed rectifier can operate in the low harmonic state in a completely passive state with strong robustness. However, IGBT short circuit faults should be avoided as far as possible.
keywords：Series current-sourced rectifier, 36-pulse, hybrid harmonic suppression, failure analysis, StarSim
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.222003
中图分类号：TM461.3
国家自然科学基金项目（52067013, 51867012）、甘肃省科技厅自然科学重点基金项目（21JR7RA280, 22JR5RA318）、甘肃省教育厅博士基金项目（2021QB58）、兰州交通大学“天佑创新团队”项目（TY202010）和教育部光电技术与智能控制重点实验室开放课题项目（KFKT2020-12）资助。
收稿日期 2022-10-19
改稿日期 2023-01-07
王 英 男，1978年生，副教授，研究方向为电能质量管理及能源互联。E-mail: wangying01@mail.lzjtu.cn
王亚兰 女，1995年生，硕士研究生，研究方向为电能变换及谐波抑制。E-mail: 2034144054@qq.com（通信作者）
（编辑 陈诚）