图1 HCMC拓扑结构
Fig.1 Topology diagram of HCMC
摘要 针对现有级联型多电平变换器器件多、损耗大、功率密度低等问题，该文提出一种基于Si和SiC器件的混合型级联多电平变换器（HCMC）拓扑结构。HCMC由全Si IGBT器件的中性点钳位（NPC）型三电平单元与由Si IGBT、SiC MOSFET器件混合的级联H桥（CHB）单元串联构成。针对此拓扑提出一种特定的高低频混合调制策略，充分发挥SiC MOSFET开关损耗低、Si IGBT通态损耗低的优势，并对NPC单元直流侧电压和CHB单元子模块数进行优化设计。此外，为解决子模块电容电压不平衡问题，提出一种轮换均压控制策略。最后，在6kV系统无功补偿工况下进行仿真和实验，验证了HCMC拓扑结构和调制策略的可行性，并将HCMC和现有级联型多电平变换器进行综合对比，证明了所提拓扑在保证输出性能的条件下大大降低了运行损耗。
关键词：混合多电平变换器 Si IGBT SiC MOSFET 混合调制 电压平衡策略
随着电力电子技术快速发展，多电平变换器凭借输出电平数多、谐波含量少和开关器件电压应力小等优势在电气传动、电力牵引和新能源发电等诸多场景中得到广泛应用[1-3]。根据电路结构不同，多电平变换器可分为中性点钳位（Neutral Point Clamped, NPC）型、飞跨电容（Flying Capacitor, FC）型、级联H桥（Cascaded H-Bridge, CHB）型和模块化多电平变换器（Modular Multilevel Converter, MMC）[4-6]。其中，NPC型和FC型变换器随着电平数增加，钳位二极管和飞跨电容数量急剧增多，装置控制和设计难度大，限制其在高电平数工况下的应用。MMC和CHB变换器凭借其结构易于模块化、输出波形质量好、冗余度高等优点，成为多电平变换器的研究热点。但在高压大功率应用场景下，MMC和CHB变换器子模块数多、体积大、效率低的弊端逐渐凸显，其高效、高功率密度的轻型化研究亟待开展[7-8]。
传统级联多电平变换器通常由相同的Si基器件模块串联构成，导致高电平数下装置整体的模块数较多。有学者利用不同Si基器件模块串联以减小装置级联数和体积，提高装置效率[9-14]。文献[9]提出由高压与低压子模块串联的混合CHB拓扑，利用高压子模块可大大降低装置整体级联数。文献[10-12]提出由三相半桥单元和CHB单元串联的混合级联拓扑，三相半桥单元与CHB单元分别输出两电平高压方波和高频整形波形，该拓扑有效减少了级联数和整体损耗。在文献[10-12]的基础上，文献[13-14]分别提出NPC三电平单元、T型三电平单元与CHB单元串联的混合级联拓扑，相较于两电平高压方波，三电平高压方波更有利于减小CHB单元级联数，且三电平单元的调制自由度更高。以上基于单一Si基器件的混合拓扑在功率密度和效率方面均有改善与优化，但受Si器件物理极限的制约，装置效率难以进一步提高。
为进一步优化多电平装置性能，有学者利用高性能、高成本SiC器件[15-16]与Si基器件混合构建多电平拓扑，以进一步提高装置效率。文献[17-18]通过调制优化实现有源中性点钳位（Active NPC, ANPC）型变换器支路的特性重塑，高频支路采用SiC MOSFET器件，低频支路采用Si IGBT器件。该拓扑在使用少量SiC MOSFET器件的条件下，整体效率接近全SiC MOSFET器件的ANPC变换器。文献[19]提出在基于Si基器件的MMC全桥子模块电容支路增加一个SiC MOSFET功率器件，可有效降低MMC变换器的通态损耗。上述文献通过不同支路间的异质器件（即不同材质的功率器件）混用，进一步改善了装置的整体效率。此外，文献[20-22]则利用不同模块间的异质器件混用思想，实现装置的效率优化。文献[20]提出由Si IGBT器件的全桥方波模块与SiC MOSFET器件的全桥高频模块串联构成的并网变换器，该拓扑利用Si IGBT通态损耗低和SiC MOSFET开关损耗低的优势，降低了变换器总损耗。基于文献[9]拓扑，文献[21]将高压低频子模块采用Si IGBT器件，低压高频子模块采用SiC MOSFET器件，进一步提升了混合CHB拓扑效率。相似地，文献[22]提出一种基于Si IGBT器件子模块与SiC MOSFET器件子模块混合的MMC拓扑。综上所述，不同支路或模块间的异质器件混用可在拓扑性能优化与成本间实现很好的折中。
借鉴异质器件在支路级和模块级混合的拓扑研究思路，本文提出一种基于Si和SiC器件的混合型级联多电平变换器（Hybrid Cascaded Multilevel Converter, HCMC）拓扑。首先，对该拓扑工作原理进行分析，提出相应的调制策略。此外，对NPC单元直流侧电压值和CHB单元子模块数进行优化设计。其次，定量分析高频子模块能量波动机理，提出轮换均压控制策略。最后，对不同工况下HCMC、全Si器件的CHB、文献[13]所提拓扑的运行损耗和器件数量进行对比，并通过仿真和实验验证了HCMC性能的优越性。
HCMC拓扑结构如图1所示，该拓扑由CHB单元和NPC单元串联构成。CHB单元均采用低压器件，每相全桥子模块数量为N。其中，SMj1（j=a, b, c）为高频子模块，模块中两个桥臂分别使用Si IGBT和SiC MOSFET器件；另外N-1个子模块为低频子模块，使用Si IGBT器件；NPC单元为工频模块，均使用高压Si IGBT器件。L为滤波电抗器的等效电感；CH、CL分别为CHB单元高、低频子模块电容；CT为NPC单元直流侧电容；ua、ub、uc为变换器并网点电压；ia、ib、ic为变换器的输出电流；idc1、idc2为流经NPC单元两个直流侧电容的电流；Uchb为CHB单元的输出电压，UC为CHB子模块直流侧电容电压；Unpc为NPC单元对于O点的输出电压，Udc1、Udc2为NPC单元直流侧电容电压。
图1 HCMC拓扑结构
Fig.1 Topology diagram of HCMC
本文所提HCMC调制策略中，NPC单元采用最近电平逼近调制策略输出高压三电平方波电压。CHB单元采用最近电平逼近和高频PWM相结合的混合调制策略[23]，输出高频整形电压。
以A相分析为例，HCMC输出参考电压
调制原理如图2所示。由两部分构成，一部分为NPC单元输出电压
，调制原理如图2b所示，其表达式为
（1）
其中
式中，Udc为NPC单元直流侧电容电压Udc1、Udc2的参考值；Sj1、Sj2（j=a, b, c）为NPC单元开关函数。
图2 HCMC调制原理
Fig.2 Modulation principle diagram of HCMC
另一部分为CHB单元输出参考电压
，如图2c所示，其表达式为
（2）
CHB单元低频子模块输出电压波形如图2d所示，N-1个低频子模块SMi（i=2～N）采用开关频率较低的最近电平逼近调制策略来逼近，输出电压uchb_low为阶梯波，表示为
（3）
（4）
式中，
为CHB单元子模块直流侧电容电压参考值；n为某时刻低频子模块SMi（i=2～N）投入数量；floor(x)为向下取整函数。
CHB单元中的高频子模块SM1输出补偿电压uchb_high及其参考电压
如图2e所示。其中表示为
（5）
补偿电压uchb_high由PWM生成，显然其方向和CHB单元输出电压参考值同向。
为进一步降低运行损耗，SM1采用PWM单极性调制。SM1拓扑中SiC MOSFET作为高频支路器件减小装置的开关损耗，Si IGBT作为低频支路器件减小装置的通态损耗。
NPC单元和CHB单元的直流侧电容电压Udc、合理取值，是保证HCMC稳定运行的关键，也决定了两个单元中功率器件选型和CHB单元子模块数N。本节将分析HCMC在不同电压等级系统中参数Udc和N的最优配比。
以A相为例，HCMC输出正弦调制波设为
（6）
式中，Um为HCMC并网点电压幅值。
联立式（1）、式（2）和式（6）可得，A相CHB单元输出参考电压为
（7）
CHB单元输出电压范围可由子模块数N和子模块直流侧电压参考值表示为
（8）
联立式（7）、式（8）可得
（9）
当子模块电容电压参考值选定后，CHB单元子模块数N可表示为
（10）
式中，
为CHB单元输出电压最大幅值，由图2可知
（11）
HCMC拓扑在不同电压等级系统中参数Udc对的影响关系如图3所示。为减小CHB单元子模块数，所取Udc参数值应使最小。联立式（10）、式（11）和图3可知，当Udc满足式（12）时，CHB单元子模块数N可取到最小值。
（12）
图3 参数Udc对
影响分析
Fig.3 Analysis chart of the influence of Udc on
由于CHB单元采用混合调制策略，高、低频子模块直流电容能量波动情况不同。本节将分析高频子模块能量变化情况，并提出一种轮换均压控制策略以稳定高频子模块电容电压。
以A相高频子模块SMa1为例，为便于分析其能量波动，令A相输出电流为
（13）
式中，Im为A相输出电流幅值；
为输出电流与并网点电压夹角。
由第2节中调制原理分析可得
（14）
式中，fix(x)为向零取整函数；round(x)为四舍五入取整函数。A相高频子模块能量波动量
表示为
（15）
令参数Um、Udc满足式（12）最优条件，并取仿真参数N=3，代入式（10）、式（11）可得
（16）
将式（12）、式（14）、式（16）代入式（15），得到SMa1能量波动量
随时间和输出电流相位的变化关系，如图4所示。在HCMC输出纯无功功率条件下，SMa1一个周期内能量波动平衡。但受变换器自身损耗影响，高频子模块直流侧电压难以实现自平衡。为了控制SMa1电容电压稳定，现提出一种轮换均压控制策略。
图4 SMa1子模块
变化趋势
Fig.4 change trend diagram of SMa1 sub-module
定义：SMa1输出电压uchb_high和CHB单元参考电压同向补偿时，CHB单元调制策略为模式1；在模式1基础上，额外投入一个处于切除状态的低频子模块，使高频子模块输出电压uchb_high和CHB单元参考电压反向补偿。反向补偿时CHB单元调制策略定义为模式2。在不同电压电流、不同调制模式下，SMa1直流侧电容充放电状态如图5所示。
在调制模式2中，CHB单元低频子模块的输出电压uchb_low2可表示为
图5 SMa1子模块不同调制模式电压平衡方案
Fig.5 SMa1 sub-module voltage balance scheme in different modes
（17）
（18）
SMa1可在不同、ia极性条件下，通过判断电容电压实际值和参考值大小，选择调制模式1或2实现电容充放电自由控制，保持电容电压自稳定。
高频子模块电压控制策略流程如图6所示，具体分析如下：
（1）当＞0且ia＞0时，若SMa1电容电压值UC小于参考值，CHB单元工作在调制模式1，即uchb_high＞0，SMa1直流侧电容充电，使得电容电压上升；若UC＞，CHB单元则工作在调制模式2，即uchb_high＜0，SMa1直流侧电容放电，使得电容电压下降。
（2）当＞0且ia＜0时，若UC＜，CHB单元工作在调制模式2，即uchb_high＜0，SMa1直流侧电容充电，使得电容电压上升；若UC＞，CHB单元则工作在调制模式1。即uchb_high＜0，SMa1直流侧电容放电，使得电容电压下降。
图6 SMa1子模块控制策略流程
Fig.6 SMa1 sub-module control strategy flow chart
（3）当＜0且ia＞0时，若SMa1电容电压值UC小于参考值，CHB单元工作在调制模式2，即uchb_high＞0，SMa1直流侧电容充电，使得电容电压上升；若UC＞，CHB单元则工作在调制模式1，即uchb_high＜0，SMa1直流侧电容放电，使得电容电压下降。
（4）当＜0且ia＜0时，若UC＜，CHB单元工作在调制模式1，即uchb_high＜0，SMa1直流侧电容充电，使得电容电压上升；若UC＞，CHB单元则工作在调制模式2，即uchb_high＞0，SMa1直流侧电容放电，使得电容电压下降。
由最近电平逼近调制原理可知[23]，uchb_low阶梯数的改变需重新排序投切低频子模块。因此，每当轮换均压策略中执行一次调制模式切换时，低频子模块都会因重新排序而产生模块投切动作。为减小低频子模块投切次数，本文轮换均压控制策略逻辑判断设置为：只有当低频子模块阶梯数k发生跳变时，才进行轮换均压控制。
由高频子模块电容电压控制策略流程分析可知，轮换均压控制策略是传统最近电平逼近调制和高频PWM的结合。因此，相较于传统常用的最近电平逼近调制和载波移相调制策略，其逻辑复杂度会略有增加。
HCMC整体控制包括电流控制和直流侧电压控制。其中电流控制采用有功、无功电流前馈解耦控制[12]，NPC单元直流侧电压控制采用文献[13]所提策略。CHB相间直流电压控制采用有功矢量叠加的方法[24]，相内直流电压控制分为低频子模块电容电压控制和高频子模块电容电压控制。CHB单元中低频子模块采用传统电容电压排序均压控制策略[23]，高频子模块采用所提轮换均压控制策略。
为了验证本文拓扑结构及功能的有效性和可行性，在Matlab/Simulink仿真平台中搭建了6 kV系统仿真模型，仿真参数见表1。
表1 仿真参数
Tab.1 Simulation parameters
参 数取 值 网侧线电压有效值/kV6 补偿容量/Mvar3 NPC直流侧电压/V4 000 CHB子模块电压/V700 CHB子模块数3 NPC直流侧电容值/μF2 000 CHB高频子模块电容值/μF6 000 CHB低频子模块电容值/μF9 500
5.1.1 HCMC输出波形仿真验证
以A相分析为例，NPC单元、CHB单元和HCMC系统仿真波形如图7所示。图7d在电压为0 V和±700 V处均存在调制模式切换。
图7 HCMC仿真波形
Fig.7 HCMC simulation waveforms
5.1.2 HCMC自稳压仿真
HCMC电容电压仿真波形如图8所示，NPC单元两电容电压udc1和udc2波动均在参考值的±5 %以内，如图8a所示。
在没有引入高频子模块轮换均压策略时，CHB单元电容电压波形如图8b所示。高频子模块电容电压uC1持续增大，低频子模块电容电压uC2、uC3持续减小。图8c为引入轮换均压策略后子模块电容电压波形，CHB单元各子模块电压均能保持稳定，电压纹波能控制在参考值的±5 %以内。对比图8b、图8c电容电压波形，验证了轮换均压控制策略的有效性。
图8 HCMC电容电压仿真波形
Fig.8 HCMC capacitor voltage simulation waveforms
基于Matlab/Simulink与PLECS联合仿真平台，搭建全Si器件CHB（Si-CHB）拓扑、本文所提HCMC拓扑和文献[13]所提HC-SVG拓扑的热损耗模型。其中，Si-CHB拓扑子模块数为9；HC-SVG和HCMC中CHB单元子模块数为3。三种拓扑中SiC MOSFET采用Infineon的FF2MR12KM1；级联单元中低压Si IGBT采用Infineon的FF600R12KE4P；NPC单元中高压Si IGBT采用Infineon的FZ600R65KE3。
在器件结温为100 ℃、补偿容量为3 Mvar条件下，三种拓扑不同等效开关频率的功率损耗结果如图9所示。在变换器输出电压等效频率feq=15 kHz工况下，HCMC拓扑方案与Si-CHB和HC-SVG方案相比，功率损耗分别降低了41 %和25.4 %；在feq= 20 kHz工况下，功率损耗分别降低了44.9 %和32.2 %。在feq=25 kHz工况下，功率损耗分别降低了48.1 %和37.5 %。HC-SVG和HCMC级联H桥子模块数较少，通态损耗较传统Si-CHB大大降低；HCMC中Si器件开关频率较低，高频开关动作主要集中在SiC器件，其开关损耗大幅减小，因此总损耗最低。且随着等效开关频率的提升，HCMC方案较另外两种方案的损耗优势更为明显。
图9 三种多电平变换器方案损耗对比
Fig.9 Loss comparison of three multilevel converter schemes
三种多电平变换器在输出相同电平数下拓扑支路器件数量对比见表2，各变换器拓扑子模块数与5.2节所述保持一致。HC-SVG和HCMC拓扑与Si- CHB拓扑相比，增加12个高压器件，但总器件数减小一半以上。从器件开关频率分析，HCMC拓扑中高频器件数仅为6，其余均为低频器件；HC-SVG拓扑中大部分为高频器件。
表2 不同拓扑器件数对比
Tab.2 Comparison of the number of devices with different topologies
拓扑高压器件数低压器件数总数 高频低频高频低频 Si-CHB001080108 HC-SVG01236048 HCMC01263048
基于第5节的仿真模型，搭建RT-Lab硬件在环实验平台。主电路仿真模型位于主控制器中，外部控制器选择DSP28335，实验参数与仿真参数保持一致。
6.1.1 HCMC输出波形仿真
以A相分析为例，在6 kV系统、补偿容量为3 Mvar的额定工况下，NPC、CHB和HCMC输出电压实验波形，如图10所示。
图10 NPC、CHB和HCMC输出电压实验波形
Fig.10 NPC, CHB and HCMC output voltage experimental waveforms
NPC单元输出幅值约为4 kV的高压工频三电平方波unpc。经过轮换均压控制策略逻辑判断后，CHB单元低频子模块输出阶梯波为uchb_low，且调制模式1和模式2的轮换点如图10中标注所示。高频子模块SMa1输出PWM波与uchb_low叠加后得到CHB单元输出的七电平整形电压uchb。CHB和NPC两电路单元输出电压相叠加得HCMC输出电压ua，即为接近理想正弦的十九电平高频阶梯波电压。
6.1.2 HCMC自稳压实验验证
HCMC电容电压实验波形如图11所示。控制系统中没有配置轮换均压策略时电容电压如图11a所示，CHB子模块电容电压均不能稳定在参考值，高频子模块电容电压uC1持续上升，低频子模块电容电压uC2、uC3持续下降，NPC电容电压udc1经暂态过程后稳定于参考值。使用轮换均压策略后电容电压波形如图11b所示，CHB和NPC电容电压分别能稳定于700 V和4 000 V左右。
图11 HCMC电容电压实验波形
Fig.11 HCMC capacitor voltage experimental waveforms
HCMC补偿容量为2Mvar和1Mvar的非额定工况下实验波形，如图12所示。
图12 非额定工况下HCMC实验波形
Fig.12 HCMC experimental waveforms under non-rated conditions
由于并网点电压不变，故NPC单元输出电压与额定工况相同，在此不重复体现。在补偿容量为2 Mvar工况下，考虑装置中有一定损耗和误差，HCMC补偿电流幅值为272 A；在补偿容量为1 Mvar工况下，HCMC补偿电流幅值为132 A。在补偿容量2 Mvar切换到1 Mvar过程中，由于滤波电感压降降低导致逆变器出口侧电压减小[25]，CHB单元输出的整形电压uchb在峰值处减少一个电平，HCMC输出电压电平数由19个减少到17个。
本文提出了一种基于Si和SiC器件的混合型级联多电平变换器（HCMC）拓扑，并针对HCMC提出特定的混合调制策略和电容电压控制策略。此外，提出了NPC单元直流侧电压、CHB单元子模块数优化设计方法。最后，通过仿真和实验结果验证了所提HCMC拓扑和电容电压控制策略的有效性和可行性，得出如下结论：
1）所提HCMC采用不同结构模块的组合方式：在仅增加1个NPC单元条件下，相较于传统CHB拓扑全桥子模块数减小了2/3，且器件数减小了一半以上。
2）所提HCMC采用不同材质器件的组合方式和高低频混合调制策略：将大部分开关动作集中到SiC MOSFET器件，充分发挥了Si IGBT通态损耗低和SiC MOSFET开关损耗低的优势，装置总损耗较传统CHB拓扑降低了44.9 %。
3）所提轮换均压控制策略很好地实现了NPC和CHB单元直流侧电压的稳定。
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Abstract In traditional cascaded multilevel converters, problems include a large number of devices, high running loss, and low power density. Recently, some methods have been proposed to reduce the size of the device by optimizing the cascaded topology. At the same time, as the technology of high-performance SiC power devices matures, the method of mixing SiC devices and Si devices provides a new way to improve converter efficiency. Therefore, a hybrid cascaded multilevel converter (HCMC) topology based on Si and SiC devices is proposed. In addition, A specific high-frequency and low-frequency hybrid modulation strategy is proposed for HCMC topology, which fully utilizes the advantages of low switching loss of SiC MOSFET and low on-state loss of Si IGBT. The proposed control strategy can greatly reduce the loss of the device while ensuring the topology output performance.
Firstly, the HCMC topology can be divided into a neutral point clamped (NPC) three-level unit and a cascaded H-bridge (CHB) unit. Among them, one bridge arm in the CHB high-frequency sub-module uses a SiC MOSFET device, and other power devices in the topology are Si IGBTs. Secondly, the high and low frequency hybrid modulation strategy arranges the modulation strategies of different switching frequencies into corresponding modules to make the NPC unit outputs three-level square waves, the CHB low-frequency sub-module outputs multilevel staircase waves, and the CHB high-frequency sub-module outputs high-frequency PWM waves. Third, the relationship between the DC side voltage of the NPC unit and the maximum output voltage of the CHB units in the topology is analyzed. Therefore, the minimum conditions for the number of sub-modules of CHB units under different voltage levels are solved. Finally, the energy fluctuation of the high-frequency sub-module is quantitatively analyzed. An alternate voltage balancing control strategy is proposed to stabilize the capacitor voltage of the CHB high-frequency sub-module.
To further verify the feasibility and effectiveness of the HCMC topology, modulation strategy, and alternate voltage balancing control strategy, the simulation and experiments are carried out in a 6 kV system. In terms of device loss, the total losses of HCMC topology and typical multilevel topology at different equivalent switching frequencies are compared in the Matlab/Simulink and PLECS co-simulation platform. When the compensation capacity of the converter is 3 Mvar and the equivalent switching frequency of the output voltage is 20 kHz, the HCMC reduces the total loss by 44.9 % compared with the traditional CHB topology. Moreover, with the increase of the equivalent switching frequency, HCMC has a greater advantage in reducing running losses. In terms of the number of devices, the total number of HCMC devices has been reduced by more than half compared with the traditional CHB topology. In addition, the traditional CHB topology is all high-frequency devices, and the HCMC topology only contains six high-frequency devices and the rest are all low-frequency devices.
The following conclusions can be drawn from the simulation and experimental analysis: (1) The proposed HCMC combines different structural modules. When only one NPC unit is added, the number of full-bridge sub-modules of HCMC is reduced by 2/3, and the number of devices is reduced by more than half compared with the traditional CHB topology. (2) The proposed high and low frequency hybrid modulation strategy concentrates most of the switching action in the SiC MOSFET device, which gives full play to the advantages of the low open loss of Si IGBT and low switching loss of SiC MOSFET. (3) The proposed alternate voltage balancing control strategy achieves good stability of the DC side voltages of the NPC and CHB units.
keywords：Hybrid multilevel converter, Si IGBT, SiC MOSFET, hybrid modulation, voltage balancing strategy
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.221402
中图分类号：TM464
国家自然科学基金重点项目（52130704）和湖南省科技领军人才计划项目（2019RS3014）资助。
收稿日期 2022-07-21
改稿日期 2022-10-10
任 鹏 男，1998年生，硕士研究生，研究方向为电力电子在电力系统中的应用。E-mail: 873046398@qq.com
侯玉超 男，1997年生，博士，研究方向为电力电子在电力系统中的应用。E-mail: houyuchaoyx@163.com（通信作者）
（编辑 陈 诚）