（1）
摘要 电力电子变换器通过功率与数据信息的复合调制，可使其在电能变换传输的同时进行数据信息的传输，从而实现能量信息一体化。该文以交错并联DC-DC变换器为研究对象，提出基于正交频分复用-多进制正交幅度调制（OFDM-MQAM）的能量信息一体化方法，并详细介绍变换器进行OFDM-MQAM的原理和具体实现方式，使能量信息一体化传输中的通信速率得到提升。建立变换器传输电能和信息的数学模型，在模型基础上计算分析输出电压纹波与数据信息传输的关系，并以此提出带有码元组合补零环节的OFDM-MQAM，大幅优化通信所引起的电压纹波。此外，针对多路载波引起的相位延时，通过所设计的解调环节避免OFDM系统的信道间和符号间干扰。最后通过一台交错并联的5 V/10 V Boost变换器完成了技术方法的实验验证。
关键词：能量信息一体化 正交频分复用 多进制正交幅度调制 电压纹波优化
随着能源结构和体系的逐渐优化，涵盖了源-网-荷-储互动、多能协同互补、用能需求智能调 控[1-3]的智慧能源已成为重点研究与发展方向，其对能源与信息的融合也提出了更高的要求。为顺应这一趋势，科研人员通过深挖电力电子技术所蕴含的信息特性，并结合以传统电力电子技术为基础的电能变换，将能源与信息深度交叉融合，使电力电子变换器具备了能量信息一体化能力，以便更好地服务于智慧能源建设。
文献[4-5]指出，电力电子变换器在电能变换过程中经历了将电能离散化为电能脉冲的环节，利用该环节将电能脉冲进行编码即可达成携带数据信息的目的，从而实现能量信息一体化。还对基本的能量信息一体化实现方法：功率数据单载波调制法和功率数据双载波调制法做了介绍和验证，具有指导意义。针对功率数据单载波调制的能量信息一体化方法，文献[6-8]采用频移键控（Frequency Shift Keying, FSK）调制，在确保电能质量的前提下，使变换器成为通信载体，但该方法存在无法调节信号强度的局限性，不适用于长距离传输的工况。采用功率数据双载波调制方式可弥补上述的不足，文献[9]使用相移键控（Phase Shift Keying, PSK）调制，通过改变相位扰动量，不仅成功地在直流分布式电源系统中传输信息，还使其具备了调节信号强度的功能，适合远距离传输。同时因通信频段远小于开关频率，使得通信的抗干扰性能更好，但以上研究的通信速率比较低。文献[10]以提升通信速率为目的，使用正交频分复用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM）技术，用多个（M个）频率载波并行传输数据信息，将通信速率提高了M倍。但该方式实现的前提是M个传输频率的数据载波在码元周期Tb内相互正交，即fdnTb=Z，Z=1, 2, 3,…, M，其中fdn为数据载波频率，在有限的信息传输频带中，通信速率Rb=Mlog2N/Tb中，M/Tb的值会趋 于频带上限，因此，仅通过多个频率载波并行传输对通信速率的提升是有限的，为进一步提升通信速 率，还需采用使每个符号信息量log2N更大的调制方式。
在提升能量信息一体化传输的通信速率时，其电能质量同样需要被关注，尤其是作为数据信息传输载体的电压纹波，文献[11]在跳频-差分相移键控（Frequency Hopping-Differential Phase Shift Keying, FH-DPSK）调制下通过基于频率切换的过渡过程，抑制了相位切换时引起的电压扰动，提升了电能质量。但对于多进制信息传输时过渡过程的载波频率选择较为苛刻，且会占用多个频率，降低了频带利用率，给通信速率的提升造成不利影响。
针对能量信息一体化的实际应用和可能面临的问题，文献[12]考虑了信噪比的影响，通过直接序列扩频（Direct Sequence Spread Spectrum, DSSS）和PSK结合的方法，在低信噪比情况下实现了信息传输，但其频带利用率较低。文献[13-15]为了抑制电磁干扰，延长信息传输距离，改进了功率数据时分复用传输（Power Data-Time Division Multiplexing Transmission, PD-TDMT）结构，并将其应用到了电池管理系统和光伏系统，实现了主动电池平衡，最大化了光伏系统的输出功率。文献[16-17]将传统电能路由加以改进，通过重构其物理层、链路层和网络层，使其具备了能量信息一体化的能力，能够更加智能地应用于能源互联网[18]。上述研究逐步将能量信息一体化进行了完善和推广应用，但通信速率的提升和输出电能质量的优化依旧是能量信息一体化向高水平发展所要解决的重要问题。
本文提出了基于正交频分复用-多进制正交幅度调制（Orthogonal Frequency Division Multiplexing- Multiple Quadrature Amplitude Modulation, OFDM- MQAM）的DC-DC变换器能量信息一体化技术。利用OFDM技术，将数据信息用多个频率的载波进行传输，同时使用MQAM技术，提升了每个符号的信息量，最终达成了提高通信速率的目的。所提技术在数据调制时加入了码元组合补零环节，使数据信息传输引起的电压纹波得到优化。此外，还设计了解调环节，解决了OFDM系统中的信道间干扰（Inter-Channel Interference, ICI）与符号间干扰（Inter-Symbol Interference, ISI）问题。本文所提技术为电力电子变换器能量信息一体化的发展提供了助力。
MQAM利用两路正交载波的多种幅度来携带信号，MQAM信号的形式表示为
（1）
式中，A为脉冲幅值；gT(t)为基本脉冲；参数组（acn, asn）为当前信号点；fd为载波频率。M进制正交幅度调制与对应的比特数K的关系为
（2）
在MQAM基础上结合OFDM，得到OFDM- MQAM的信号形式为
（3）
式中，sMQAMn(t)为频率fdn的载波所携带的信号；k为并行传输路数，且这些并行传输的载波需在码元周期内相互正交[19]，即
（4）
式中，i, jÎ{xÎZ|xÎ[1, k]}且i≠j；Tb为码元周期； j 为对应频率载波的相位。
将图1所示的交错并联DC-DC变换器的开关管控制信号在各自数据载波周期Td内的占空比及相位作为传输数据信息的自由度。以工作在连续导通模式（Continuous Conduction Mode, CCM）的Boost变换为例，在两支路电感电流平均值相等的前提下[20]，通过图2所示的功率数据双载波调制将数据调制到多个频率的数据载波上，且这些载波在数据载波周期Td内相互正交，将它们与功率调制量相叠加得到调制波，再与三角载波比较后得到开关管S1、S2的控制信号以实现对i1与i2的控制。
图1 交错并联的DC-DC变换器电路
Fig.1 Interleaved parallel DC-DC converter circuit
若在第N个数据载波周期中的两支路电流波形为i1N(t)、i2N(t)，且电流i中的高频含量基本流过电容C，则第N个数据载波周期中的电容电流波形iCN(t)为
图2 功率数据双载波调制
Fig.2 Power data dual carrier modulation
（5）
式中，iCN为流过电容的电流高频分量，是变换器传输的信息部分；Vdc为输出电压Vout的直流分量；R为负载电阻；则i的直流分量Vdc/R为变换器传输的电能部分。忽略电容等效串联电阻（Equivalent Series Resistance, ESR）的影响，则输出电压纹波VoutNr为
（6）
i1N(t)与i2N(t)中所含的各路数据载波频率分量
与
分别为
（7）
式中，变量的下标nx对应的是xfdn，即频率为fdn的载波的x次谐波的相关参量；q 为各路对应频率分量的相位。
对式（6）右侧的积分求解得到输出电压纹波VoutNr为
（8）
令q1n1-q2n1=p/2，使得式（8）等号右侧的第一项与式（3）具有相同的形式，通过功率数据调制，使（I1Nn1, I2Nn1）的值与所传输的数据信息一一对应，则变换器就具备了通过OFDM-MQAM实现能量信息一体化传输的能力。
结合变换器实际控制的特点，将现有通信领域中的OFDM-MQAM与解调过程加以改进，形成了基于OFDM-MQAM的变换器能量信息一体化实现方法，如图3所示。
图3 基于OFDM-MQAM的变换器能量信息一体化实现
Fig.3 Realization of power information integration of converters based on OFDM-MQAM
功率数据双载波调制中所采用的各频率方波所含的奇次谐波频率若均不与其余方波的频率相同，则将这些方波作为数据载波便不会相互干扰，其调制效果与正弦载波调制相同，故采用方波作为星座信号（An1, An2）的载波，在变换器控制中更易实现；因输出电压纹波中只有数据载波频率分量携带信息，故将输出电压经隔直、带通滤波、放大环节处理后输入接收侧MCU的AD接口进行解调，优化了数据接收方案；因相干解调的关键在于引入与调制载波同频同相的解调参考信号，故需对信息传输的帧格式进行设置，使接收侧产生同频同相的解调信号。
由1.1节可知，变换器若要通过OFDM-MQAM实现能量信息一体化传输，就需要将星座信号（An1, An2）与输出电压纹波中的（I1n1, I2n1）建立一一对应的映射。以图1所示变换器在第N个数据载波周期中数据载波频率为fd1的能量信息一体化传输情况为例。将两支路电流波形i1N(t)、i2N(t)等效为
（9）
（10）
其中
式中，DxNoffTd为数据载波周期内电流非0时段的集合；d为由功率调制波控制的占空比；l为开关频率fs与数据载波频率fd1之比，其应为正整数；Ac为三角波的峰值。
式（9）、式（10）将i1N、i2N及iCN定义为方波电流，与实际电流有所差异，但是本文的方法是利用数据载波频率分量进行数据信息的传输，且方波支路电流与实际支路电流所含的数据载波频率分量基本相同，因此采用式（9）、式（10）不但不会影响后续推导和分析的准确性，还能简化推导和求解难度。
（11）
式中，下标11表示频率为fd1的、类型为方波的数据载波作用下的基波分量。
将式（9）、式（10）分别与式（11）联立，可求得
（12）
则两支路电流所含的基波分别为
（13）
将式（13）与式（5）、式（6）联立，可求得
（14）
由式（14）可得（An1, An2）与（I1n1, I2n1）的关系为
（15）
由式（14）可知，变换器进行能量信息一体化传输较之单纯的电能变换传输会产生额外通信损耗，对于采用k个频率的载波并行等概率传输M进制数据的情况，其通信所产生的损耗Pcomm为
（16）
则通信损耗在变换器传输的电能中占比
为
（17）
针对图3a所示的OFDM-MQAM进行多路多进制数据信息的功率数据调制过程，以频率分别为fd1与fd2的两路数据载波同时分别传输16进制数据{F, A, 4}与{C, 0, 7}为例进行介绍（2fd=2fd1=fd2，fd=1/Td，即这两路数据载波在周期Td内相互正交），其具体调制过程如图4所示，先将16进制数据分别转换为4位二进制数据；再依据图5a所示的信号星座图中4位二进制数据对应的坐标进行数据调制，如1111对应坐标为（1, 1），1100对应坐标为（1, -3），图5采用了二维格雷编码，使四周邻近的信号点间只差1个bit，可以减轻由误码造成的bit损失[18]。针对频率为fd1的数据载波，将（1, 1）调制成频率为fd1，相位差为90°，幅值为A11=A1与A12=A1方波，此时针对频率为fd2的数据载波，将（1, -3）调制成频率为fd2，相位差为90°，幅值为A21=A2与A22=-3A2的方波；将经过调制的方波
与
进行叠加合成为ed，再将其叠加在开关管的功率调制量Ab上，而后与峰峰值为2Ac的三角载波作比较产生控制信号，其中将A1、A2分别与Ac的比值定义为载波幅值比Ar1与Ar2，至此便完成了OFDM-MQAM中的功率数据调制。由图4可知，两支路电流中所含的数据载波频率分量
可分解为
与
，从而影响输出电压中的对应频率分量，以实现能量信息一体化传输。
图4 OFDM-MQAM中功率数据调制过程中的波形
Fig.4 Waveforms during the power data modulation in OFDM-MQAM
图5 矩形信号星座图
Fig.5 Rectangular signal constellation diagram
在图3b所示的解调过程中，经过对变换器输出电压的调理后得到Vd(t)，将其分别与cos(2pfdnt)和sin(2pfdnt)相乘后在一个码元周期内积分，实现了相干解调[19]，得到该载波频率下的两路正交信号的幅值分别为
（18）
式中，Gbpf(2pf)为带通滤波的传递函数。图5为矩形信号星座图，图中，Y为当An1与An2的值为An时rn1和rn2的值。最小距离判决为，与（rn1, rn2）的欧几里得距离最小的PY/QY所对应的二进制数据即为解调出的数据信息。
在能量信息一体化传输过程中若负载发生变化，会使图5b中的Y值发生变化，致使通过既定的解调星座也图无法准确地解调出数据信息。但由式（18）可知，在负载变化时，rn1与rn2的比值仍为An1/An2，则可将图5的信号星座图进行改进，得到如图6所示的以An1/An2的值与一路相干解调值的极性作为解调判据的星座图[21]。
由1.2节中变换器实现OFDM-MQAM的过程可知，在数据载波周期Td内变换器开关的平均占空比保持不变，使得稳态输出电压的直流分量保持不变。但传输的数据信息发生变化时，流经电容的电流波形也随之改变，导致了输出电压纹波的改变。电压纹波作为携带信息的载体，不仅会对数据信息接收侧滤波与采样环节的设计产生影响，还极大地影响着输出电能的质量。
图6 幅值比/极性-矩形信号星座图
Fig.6 Amplitude ratio/polarity-rectangular constellation diagram
数据信息切换前后的电压纹波如图7所示，在变换器进行能量信息一体化传输时，在所传输的数据信息切换前后，会出现输出电压纹波峰峰值的变化。以图1所示变换器在数据载波周期Td内平均占空比为0.5且仅采用一路数据载波为例，来说明由传输信息所引起的电压纹波变化。若负载电阻R、数据载波频率fd1与开关频率fs满足
（19）
图7 数据信息切换前后的电压纹波
Fig.7 Voltage ripple during data information switching period
则在第N个数据载波周期内传输数据信息所引起的电压纹波峰峰值为
（20）
式中，A11N与A12N分别为第1节所述的第N个数据载波周期所传输的数据信息经数据调制得到的方波幅值。
在NTd时刻切换了所传输的数据信息，则第N+1个数据载波周期内电压纹波峰峰值为
（21）
那么在数据信息切换前后时段的区间[(N-1)Td, (N+1)Td]中，电压纹波峰峰值为VrppN+DV，当DV= Vrpp(N+1)时，由信号星座图可知，此时段电压纹波最大峰峰值为
（22）
在能量信息一体化传输时，随着所传输数据信息的不断切换，输出电压纹波的最大峰峰值会略大于式（22）的值。
在无数据调制量参与变换器控制的情况下，稳态输出电压纹波的峰峰值为
（23）
随着开关频率与数据载波频率比值的增大，当满足式（19）时，无数据调制量相较于有数据调制量所引起的电压纹波可以忽略。由2.1节可知，造成能量信息一体化传输时，电压纹波因传输不同数据信息而增大的原因在于数据信息切换时刻的输出电压V(NTd)与稳态直流电压Vdc不等。为解决这一问题，优化后的数据信息切换前后的电压纹波如图8所示。可通过在数据信息切换时刻前后置入无数据调制量时段TZP2与TZP1，使数据信息切换时刻电压与稳态直流电压基本相等，则在此情况下能量信息一体化传输时的输出电压纹波最大峰峰值如式（24）所示，最大峰峰值较式（22）有显著降低，电压纹波得到了优化。
（24）
图8 优化后的数据信息切换前后的电压纹波
Fig.8 Optimized voltage ripple during data information switching period
为了保证输出电压中携带的幅值和相位信息的准确性，且提高有效信息占比，每个数据位中的前后补零时段TZPn1与TZPn2需满足
（25）
因输出电压纹波中只有数据载波频率分量携带信息，其幅值既影响了通信的信号强度，也影响着滤波器的设计。电压纹波优化后进行能量信息一体化传输时的数据载波频率分量峰峰值为
（26）
可通过式（26）得到的数据载波频率分量的峰峰值并综合AD芯片的参数对信息接收侧滤波器的增益进行限制。
图9为电压纹波优化效果，由电压纹波优化前后变换器能量信息一体化传输相同数据信息时的输出电压波形可知，无电压纹波优化时电压纹波峰峰值为919 mV，而电压纹波优化后峰峰值减小为325 mV，显著提升了输出电能质量。
将2.1节与2.2节中单一频率载波的MQAM拓展至多频率载波并行传输的OFDM-MQAM，通过对OFDM-MQAM环节的改进，达到优化电压纹波的目的，优化后的调制环节如图10所示，其中的码元组合补零环节生成的前后补零时段TZP1与TZP2分别为
图9 电压纹波优化效果
Fig.9 Optimization effect diagram of the voltage ripple
（27）
式中，{t1, t2,…, tk}为式（28）在区间[0, Ti]中的解集。
图10 添加码元组合补零环节的调制过程
Fig.10 Modulation process with code element combination zero-filling link
（28）
式（28）明确了各码元组合下输出电压V和稳态直流电压Vdc相等的时间，其中
式中，矩阵M中的元素Aij为并行传输第j种码元组合时输出电压中频率为fdi的分量的幅值，对于m进制n路并行传输模式，共有mn种码元组合；矩阵N中jij为并行传输第j种码元组合时输出电压中频率为fdi的分量的固有相位，ji为频率fdi对应的信号传递函数的相位；矩阵X中主对角线元素为0。
（29）
为消除OFDM系统中的ICI，需使解调窗口内各路载波保证严格的正交，针对添加了码元组合补零环节的调制方法，则要求解调窗口内各路载波均不含有补零段。因输出电压需经滤波后输入接收侧的AD采样端口进行解调，若滤波-采样环节的传递函数为Gf(2pf)，则各路载波中的最小、最大相位时延分别为
（30）
由2.3节中码元组合补零环节的原理可知，若数据位长度（也即码元周期）Tb=cTd，c为正整数时，数据位中各路载波均不含补零段的区间为[TZP1-Tdemax,TZP2+(c-1)Td-Tdemin]。为高效实现数据信息的解调，可将解调窗口放置在数据位中的固定位置，但需满足
（31）
则固定放置位置的解调窗口相较于每数据位的起始时间Tsd和窗口长度Tw可设定为
（32）
式中，TZP2min为全部码元组合中对应的TZP2最小值。当c=3时，解调窗口长度与使各路数据载波相正交的最小周期相等，且数据位长度取得最小值，对应的通信速率为最大值Nlog2M/(3Td)，对应的通信数据格式如图11所示。解调窗口相对于每数据位中的起始时间Tsd显然大于各载波中的最大相位时延Tdemax，所以OFDM中的ISI也得以消除。
图11 通信数据格式
Fig.11 Communication data format
通过一台5 V/10 V的交错并联Boost变换器完成实验验证，变换器主要参数见表1。所使用的MCU型号为TMS320F28335；AD芯片型号为AD7656，采样间隔为2 ms，在一个解调窗口内采样80个点；DA芯片型号为DAC7724。3路数据载波所发送的16进制数据信息及对应的码元组合补零参数见表2。
表1 Boost变换器主要参数
Tab.1 Main parameters of Boost converter
参 数数 值 输入电压Vin/V5 输出电压Vout/V10 电容C/mF100 电感L1, L2/mH1 000 负载R/W5 开关频率fs/kHz100 数据载波类型方波 数据载波1频率fd1/kHz6.25 数据载波2频率fd2/kHz12.5 数据载波3频率fd3/kHz25 数据调制方式MQAM 码元进制16进制 码元周期/ms480 解调窗口起始位置/ms160 解调窗口长度/ms160
由表1可得，基于OFDM-MQAM的变换器能量信息一体化传输的通信速率Rb为
（33）
以表2中的载波幅值比，通过式（17）可得变换器分别采用图5和图6的信号星座图进行能量信息一体化传输时，通信所消耗的电能在变换传输的电能中占比分别为4.04×10-6和8.88×10-6，即能量信息一体化传输时因通信带来的损耗极小。
图12与图13分别为稳态工况下电压纹波优化前后的变换器能量信息一体化传输表2中数据信息的相关波形（采用图5a的信号星座调制）。图中，Vout为变换器的输出电压，
为输出电压的交流分量，Vads为输入AD采样端口的电压。由图12可知，在变换器功率数据载波调制过程中没有码元组合补零环节的情况下，传输信息时输出电压的纹波明显，最大纹波峰峰值为559 mV，极大地影响了输出电能的质量，若通过减小载波幅值比来抑制纹波，则会导致信噪比的大幅降低，不利于数据信息的解调。
表2 发送的数据信息与各路数据载波参数
Tab.2 Data information sent and parameters of data carriers
信号星座调制载波幅值比发送的数据信息 数据载波10.01687DC93A2FB 数据载波20.032146EB38F59 数据载波30.064E70CB193A6 图5aTZP1/ms15.537.611.5818.91614.48.815.123.7 TZP2/ms12.312.323.017.616.242.420.053.423.433.6 图6TZP1/ms9.610.813.21618.617.629.411.928.36.5 TZP2/ms10.817.4820.311.42833.313.229.96.2
图12 稳态工况下无电压纹波优化的变换器能量信息一体化波形
Fig.12 Power information integrated waveforms of converter without voltage ripple optimization under steady condition
图13 稳态工况下电压纹波优化后的变换器能量信息一体化波形
Fig.13 Power information integrated waveforms of converter with voltage ripple optimization under steady condition
由图13可知，通过在功率数据载波调制中添加码元组合补零环节对电压纹波进行优化后，传输表2的数据信息时段内的最大纹波峰峰值为273 mV，较之无码元组合补零环节减少了51.2%，提升了输出电能的质量。采用2.4节的解调方式，并结合图5b的解调星座图，得到图14所示的3路并行传输的16进制数据信息，其中，V1st～V3rd分别为对数据载波频率为6.25、12.5和25 kHz进行解调后经DA转换的输出波形。解调出的数据信息与表2中所发送的数据信息一致。
图14 稳态工况下解调出的数据信息
Fig.14 Demodulated data informationundersteady condition
图15为突加一倍负载工况下，变换器采用图6所示的信号星座调制与解调，实现能量信息一体化传输表2中数据信息的波形。由图可知，在变换器负载发生变化，输出电压改变的过程中仍能准确解调出所传输的3路数据信息。
图15 负载变化工况下变换器能量信息一体化波形
Fig.15 Waveforms of power information integrated of converter under load change condition
通过电力电子技术与通信技术的交叉融合，使变换器具备了能量信息一体化的能力。然而，能量信息一体化中的通信速率和电能质量都亟待提升。因此本文旨在对电力电子变换器的能量信息一体化做较为全面的提升和优化。所提出的带有码元组合补零环节的OFDM-MQAM的调制技术，在提高了通信速率的同时也优化了因通信引起的电压纹波，提升了输出电能质量。通过理论分析和实验对所提的技术方法进行了验证。
通过对DC-DC变换器的控制信号加以数据调制能够达成MQAM的效果，再结合多路载波的数据调制，实现了OFDM-MQAM的变换器能量信息一体化，使之具备了多路并行传输多进制数据信息的能力，达到了提升通信速率的目的。由变换器能量信息一体化传输的数学模型可知，在所传输的数据信息进行切换时会引起峰峰值较大的电压纹波，对输出电压造成不良影响，通过在功率数据调制中添加码元组合补零环节，实现了电压纹波的优化。通过对解调环节的设计，消除了ICI与ISI的影响。采用本文所提的相关方法使5 V/10 V Boost变换器样机的通信速率达到了25 kbit/s，且直流输出的纹波大幅减小。本文所提技术方法可作为提升电力电子变换器能量信息一体化水平的参考。
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Abstract The power electronic converters can transmit data information while converting and transmitting power based on the power information multiplexed modulation, which makes the power information integration a reality. Optimizing the voltage ripple caused by communication while improving its communication rate can enhance the power information integrated capability more comprehensively. Therefore, this paper proposes a power information integrated method based on orthogonal frequency division multiplexing-multiple quadrature amplitude modulation (OFDM-MQAM), and uses an interleaved parallel DC-DC converter to analyze and implement it.
Firstly, the output voltage ripple of the converter is analyzed based on the introduction of OFDM, MQAM, and power data dual-carrier modulation. The principle of the converter for OFDM-MQAM is clarified, and the mapping relationship between the data information and the specific harmonic components in the output voltage is established.
Secondly, based on the implementation process of OFDM-MQAM in the existing communication field, the type of data carrier, the design of demodulation link, and other aspects are optimized by combining the actual control characteristics of the converter. The power information integrated method based on OFDM-MQAM is obtained, and the power data dual-carrier modulation process is described in detail. Thus, the purpose of multiple parallel transmissions of multi-decimal data information is achieved, and the communication rate is improved.
Thirdly, the mechanism of voltage ripple caused by communication is clarified by modeling and analyzing the converter state variables before and after the data information switching time, and a solution is proposed. The core of the method is to make the output voltage value at the data information switching time similar or equal to the DC component of the output voltage. The peak value of the output voltage ripple is smaller when no-data carrier is involved than when the data carrier is involved in modulation. Thus, the no-data carrier modulation period can be added before and after the data information switching time to optimize the voltage ripple. The no-data carrier modulation period is called the symbol combination zero-padding period, and the OFDM-MQAM modulation method with the symbol combination zero-padding link is obtained to optimize the voltage ripple caused by the communication.
Finally, a 5 V/10 V interleaved parallel Boost converter operating in continuous conduction mode (CCM) is used for verification. The results show that when the converter transmits data information at 25 kbit/s with reliable power conversion and transmission, the optimized voltage ripple peak value is reduced by 51.2%, which improves the power information integrated capability of the converter.
In conclusion, the effect of MQAM can be achieved by the data modulation of the control signal. Combined with the data modulation of multiple carriers, the power information integration of OFDM-MQAM is realized so that the converter can handle parallel transmissions of multi-decimal data information to improve the communication rate. The mathematical model of the converter power information integrated transmission shows that switching the transmitted data information will cause a voltage ripple with large peak-to-peak values, which adversely affects the output voltage. To suppress the undesirable effect, the symbol combination zero-padding link is added to the power data modulation. By designing the demodulation link, the effect of inter-channel interference (ICI) and inter-symbol interference (ISI) can be eliminated. The technical approach proposed in this paper can be used as a reference to enhance the power information integration of power electronic converters.
keywords：Power information integration, orthogonal frequency division multiplexing (OFDM), multiple quadrature amplitude modulation (MQAM), voltage ripple optimization
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.221066
中图分类号：TM 46; TN91
国家自然科学基金智能电网联合基金资助项目（U2166213）。
收稿日期 2022-06-08
改稿日期 2022-07-11
郭 昊 男，1994年生，博士研究生，研究方向为电力电子变压器与电能控制。E-mail: chinaaaoo@163.com
李 岩 男，1962年生，教授，博士生导师，研究方向为变压器、永磁电机及其控制。E-mail: eeliyan@126.com（通信作者）
（编辑 陈 诚）