图1 所提五电平拓扑结构
Fig.1 The proposed five-level topology
摘要 为满足轻量化设计而直接移除变压器将导致光伏阵列对地的杂散电容存在共模漏电流，给整体系统造成电磁干扰和安全性问题。同时，多电平设计降低了输出电压谐波分量和器件电压应力。鉴于此，提出一种非隔离型共地式多电平光伏逆变器，简言之，该逆变器通过引入新型开关电容网络，得到输入侧负极与输出侧中性点相连接的拓扑结构，理论上可完全消除杂散电容对地的共模漏电流。同时，相较于桥式电路，所提电路输入侧电压利用率高，克服了对其电压等级的依赖和天气条件的限制。此外，提出一种前馈空间矢量调制（FSVM）策略，完成输出变量与波动的电容电压解耦。最后，通过搭建一个220 V/1 kW的实验平台来验证所提方案的正确性和可行性。
关键词：非隔离型逆变器 光伏系统 共模漏电流 多电平
交流电源可分为电压源型逆变器（Voltage Source Inverter, VSI）和电流源型逆变器（Current Source Inverter, CSI）两类[1]。VSI因其成本低、控制简单和技术成熟等原因占据主导地位，并广泛应用于光伏系统[2]。VSI作为光伏并网中最重要的衔接设备分为隔离型和非隔离型两类，其性能优劣直接影响光伏发电系统的效率和安全稳定性。隔离型VSI并网逆变可实现输入端与电网侧隔离，提升安全性能，但是变压器的存在会降低发电系统的效率，增加成本，因此，无变压器的非隔离型逆变器已成为目前国内外学者研究的热点[3]。
非隔离型光伏并网逆变器因无电气隔离，使得高频开关引起的高频共模电压（Common-Mode Voltage, CMV）作用于PV阵列的杂散电容，产生较大的共模漏电流。按照VDE-0126-1-1标准，漏电流高于0.3 A时，光伏逆变器需在0.3 s内与电网切断[4]。对此，文献[5]研究了一种基于半桥电路的钳位式逆变器拓扑，该结构直接将电网中性点与直流侧分压电容中点相连接，使得光伏阵列寄生电容两端电压保持不变，抑制漏电流，虽满足VDE- 0126-1-1标准，但面临的挑战是直流侧电压利用率较低。文献[6-7]研究了一种三电平中点钳位型（Neutral Point Clamped, NPC）逆变器，原理同上。但中点电位存在二倍工频脉动，导致输出电流低次谐波含量较高。针对上述情况，国内外学者在半桥和H桥的基础上推演出目前广泛采纳的H5拓扑[8]、H6拓扑[9]、HERIC拓扑[10]及相应的改进型拓扑[11-12]，其漏感电流峰值均在150 mA以内。此类拓扑的设计思路是将直流侧和交流侧在续流阶段解耦，移除漏电流传输路径，但由于开关结电容的存在，该方案并不能完全切断电流路径，因此漏电流依然存在。同时，德国在2011年更新并网逆变器的标准中提出分布式发电系统要有无功支撑能力，而上述方案均不具备[13]。
近年来，共地型拓扑是一类理论上可完全消除漏电流的方案，其基本思路是将光伏侧负端与电网中性点相连，通过等效电路可知杂散电容被短路。基于此，文献[14]研究了一种基于虚拟直流母线结构的共地型拓扑，但由于在电网电压负半周期没有充电回路，导致输出电流负半周期波形畸变。文献[15-16]提出一类共地型两电平逆变器，然而采用双极性正弦波脉宽调制（Sinusoidal Pulse Width Modulation, SPWM）导致并网电流谐波较高，需较大体积的滤波电感，降低了功率密度并增加了制造成本。对此，文献[17]研究了多电平共地型逆变器拓扑结构，但是两母线电容不具备均压能力，会导致输出侧波形严重畸变。文献[18-19]集成了双接地拓扑的优势，但是半导体器件冗余率过高会导致控制策略较为复杂，难以量产。对此，文献[20-22]提出基本单元为飞跨电容型结构的五电平双接地拓扑，其器件数量得到明显降低。但是上述方案兼容随环境变化较为敏感的光伏电池亦存在诸多新挑战，如是否兼具高电压增益、无功补偿、低输出电流畸变等特征。
综上所述，本文研究了一种新型非隔离型共地式多电平光伏并网逆变器。该拓扑在Boost电路的基础上引入开关电容网络，其中两个电容具有电压自均衡能力，可有效避免输出电流畸变。同时，直流侧的负极与电网侧中性点相连，理论上可完全消除杂散电容对地的共模漏电流，并且具备升压及无功支撑能力。本文详细分析了该逆变器的各个工作模态，采取前馈空间矢量调制策略，比较了相同参数下与传统H5、HERIC拓扑漏电流抑制能力。最后搭建1 kW的实验样机验证了所提逆变器拓扑的正确性和有效性。
针对漏电流和谐波干扰的问题，本文提出一种新型五电平非隔离型光伏逆变器。所提五电平拓扑结构如图1所示，该结构由光伏阵列、8个开关管S1～S8、1个二极管VD1、3个电容Cin、C1、C2和滤波器组成。所提逆变器通过功能集成的方式，使Boost电路既可实现为输出电压提供较高的增益，又消除了用于功率解耦的电解电容。此外，2个开关电容单元可实现自均压，理论上输出电压波形无畸变。
图1 所提五电平拓扑结构
Fig.1 The proposed five-level topology
新型非隔离型五电平单相光伏并网逆变器有6个工作模态，其电流路径如图2所示。光伏板输出电压即电容Cin两端电压VC。表1给出了8个开关管分别在6个工作模态M1～M6下的开关状态，以及每个模态下新型逆变器的输出电压vg，表1中，Si为开关状态，i为第i个开关管。S1和S7，S4和S5的驱动信号相同；同时，S2和S3，S5和S6，S7和S8的驱动信号互补。
图2 各工作模态的电流路径
Fig.2 Current paths of each workingmode
表1 开关状态
Tab.1 Switching status
模态S1S2S3S4S5S6S7S8vg M111000110VCin M201011001VCin/2 M3010001010 M4101001100 M500111001-VCin/2 M600100101-VCin
为简化分析，图2中开关管S6导通但未形成通路的模态，S6均作为关断分析。假设开关管及其反并联二极管导通压降相同且分别为VON-S和VON-VD。详细模态说明如下：
（1）M1：开关管S1、S2和S7导通，形成两个闭合回路，分别为左侧升压回路和右侧逆变输出回路，如图2a所示。若考虑器件压降，则逆变器输出电压及其输出电流极性为
（1）
（2）M2：开关管S2、S4、S5和S8导通，电容C1和C2实现电压自均衡，并保持VC/2，如图2b所示。此时，若考虑器件压降，则逆变器输出电压及输出电流极性为
（2）
（3）M3：开关管S2、S6和S8导通，电容Cin同时给电容C1和C2放电，电流路径如图2c所示。若考虑器件压降，则逆变器输出电压及输出电流极性为
（3）
（4）M4：开关管S1、S3和S7导通，构成续流回路，如图2d所示。若考虑器件压降，则逆变器输出电压及输出电流极性为
（4）
（5）M5：开关管S3、S4、S5和S8导通，电容C1和C2完成电压自均衡，同时并联输出，如图2e所示。若考虑器件压降，则逆变器输出电压及输出电流极性为
（5）
（6）M6：开关管S3、S6和S8导通，此时电容C1和C2串联输出，流通路径如图2f所示。若考虑器件压降，则逆变器输出电压及输出电流极性为
（6）
由上述模态分析可知，开关S4和S5控制电容C1和C2为充电和放电两种状态。从表1可以看出，其开关状态同步，因此，电容C1和C2两端电压势必相同。此外，每个开关状态均可同时实现正、负电流输出，因此可实现无功功率馈网。
传统SV方案基于VC1=VC2=VC=VCin设计调制策略。但实际中开关电容的容值不可能选取为无穷大，因此存在VC=1/2VCin、VC＞1/2VCin和VC＜1/2VCin三种关系，非理想电容电压与开关矢量位置关系如图3所示。为方便分析，图3分为R1、R2、R3和R4四个区域。
鉴于此，本文所提调制策略有两个目的：①为输出端提供五电平阶梯波；②将输出电压与波动的电容电压解耦，避免输出电压畸变。首先，定义正弦输出的参考电压为vg-ref(t)，其占空比为d(t)，则两者关系为
（7）
图3 非理想电容电压与开关矢量位置关系
Fig.3 Non-ideal capacitance voltage versus switch vector position
式中，Am为调制系数。
参考值电压下，两个相邻空间矢量的占空比为
（8）
式中，VM和VN为相邻开关矢量的输出电压。
假设输出参考电压在R4区域，同时考虑电容电压纹波对输出的影响，则控制矢量在M1和M2的占空比为
（9）
根据式（9）和图4f，则开关管S1、S2和S4的占空比分别为
（10）
同理，表2给出了所提前馈空间矢量调制策略下其余3个区域的开关管占空比。因此，所提调制策略一旦检测到开关电容电压，便可确定矢量位置，使扰动量与开关电容电压解耦。
图4为所有区域的开关序列。开关管S1的比较逻辑为高电平，S2和S4的比较逻辑为低电平。所提空间矢量调制方案可在具有简单调制信号和载波信号的SV调制器中生成。为了最小化输出电压谐波失真，图5给出了本文的区域选择框图。每个区域均根据输入电压误差值和输出电流信号从冗余对R2a、R2b和R3a、R3b进行选择。
表2 各个区域中开关管S1, S2和S4占空比
Tab.2 Duty cycle of S1, S2 and S4 in each region
区域dS1dS2dS4 R110 R2a11 R2b0 R3a11 R3b R41
图4 开关调制策略
Fig.4 Switch modulation strategy
图6为本次设计并网逆变器的控制框图。该部分包括PI控制器、PR控制器和锁相环（Phase Locked Loop, PLL）。首先，输入参考电压vin-ref，并与实际输入电压vin比较，得误差信号传递至下一级。信号进入下一级PI控制器，得输出电流的峰值参考值is-p-ref，同时PLL检测电网相位和频率，两部分通过乘法器得与电网电压同相位的电流参考信号is-ref。最后，电流控制器采用PR控制，以追踪并网参考电流。两种控制器的传递函数为
图5 区域选择框图
Fig.5 Block diagram of region selection
图6 控制策略框图
Fig.6 Block diagram of control policies
（11）
（12）
式中，Kp为比例增益；Ki为积分增益；KR为谐振增益；wg为谐振频率。
图7给出了含寄生电容的传统非隔离型逆变器等效简易模型。从图中可以看出，共模电压VCM与差模电压VDM可表示为
（13）
（14）
式中，VXN为X与N两端电压；VYN为Y与N两端电压。
图7 具有漏电流路径的等效电路
Fig.7 Equivalent circuit diagram with leakage current path
根据文献[3]可知，VDM对漏电流亦有影响，因此总共模电压VTCM可表示为
（15）
根据图1可得，
=0。因此，式（15）可简化为
（16）
此时，寄生电容上的共模电流为
（17）
由式（17）可得，漏电流的大小受到等效共模电流电压VTCM变化的幅度和频率影响。而所提逆变器拓扑得益于共地型结构VYN=0，因此新型拓扑具有完全消除漏电流的能力。
根据模态分析，通过伏秒平衡原理可得
（18）
式中，ton为开关管S1导通的时间；toff为关断的 时间。
忽略元件损耗，根据能量守恒原理，可得
（19）
式中，iL1-av为电感L1的平均电流；iin-av为输出电流的平均电流；Vg为输出电压有效值；R为电阻负载。
进而可得
（20）
式中，
iL1=VCindS1Ts/L1，dS1Ts为电感电路iL1从最大值降低至零的时间，Ts为开关周期；
和
分别为开关导通比和关断比。
联立式（19）和式（20），可得
（21）
本文采用规则采样法，同时利用相似三角形原理，可得
（22）
联立式（18）和式（22），可得dS1和的有效值表达式分别为
（23）
已知逆变器输出电压和母线电容电压及占空比的关系为dS1VC=Vg，并联立式（23）可得
（24）
根据式（24），图8绘制出所提逆变器输出电压增益曲线，图中，fs和L1为确定值。当负载确定时，调制系数Am与电压增益成正比，因此可完全通过调节Am满足光伏侧的低电压并网。考虑安全裕度，本文的电压增益峰值选取需低于6。
逆变器的输出电能质量与电平数成正比，但是就变换器整体性能看并非如此，因为较多的电平数需额外增加主功率器件，制约了多电平逆变器的实际应用。因此，性价比的高低可以在一定程度上衡量一个逆变器的实用性。
图8 所提逆变器输出电压增益曲线
Fig.8 The output voltage gain curves of proposed inverter
以单相五电平为例，表3给出了最近的逆变器和所提逆变器的比较结果，其中包含功能和半导体器件数。上述工作实现五电平的方式可分为飞跨电容钳位型、二极管钳位型和H桥级联型。但是二极管钳位型[19]和H桥级联[18]需较多的功率器件，增加了成本和损耗。飞跨电容型[20, 22]需要器件较少，具有较高的实用性。相较于文献[20-22]的电容钳位型逆变器，本文逆变器同时兼具无功馈网和高电压增益的特性，与对环境变化较为敏感的光伏电池兼容性更佳。相较于文献[21]，本文并未在半导体数量上占优，但文献[21]需要预充电路使得控制单元复杂，同时负半周期开关电容单元并未充电，导致输出电流畸变严重。
表3 器件数量及功能比较
Tab.3 Comparison of device quantity and function
拓扑SVDCDCBoostCMCPF NPC82041×低× 文献[18]71202×高× 文献[19]81472√高× 文献[20]8131×底× 文献[21]8131×无× 文献[22]8231×高× 本文8131√无√
注：S为开关管，VD为二极管，C为电容，DC为直流电源，Boost为升压，CMC为共模电流，PF为功率因数。
总损耗可分为开关损耗和导通损耗。为简化分析，开关S4～S8占空比定义为D。
3.4.1 开关损耗
开关损耗包括高频电压和电流的重叠损耗PS以及寄生电容器的充电损耗PG。因此，开关损耗可以表示为
（25）
3.4.2 导通损耗
功率器件中电流为PWM，其导通时间取决于占空比。因此，高频开关S1、S4～S8和工频开关S2、S3的损耗为
（26）
（27）
进而可得总导通损耗为
（28）
电感的导通损耗PC-L通常由两部分组成，即与直流电阻RL-dc相关的工频电流传导损耗和与交流电阻RL-ac相关的高频率电流纹波导通损耗。因此，可得
（29）
本文基于PSIM的热模型仿真，效率曲线如图9所示。可以看出，传输效率在不同的输出电压等级均高于96.1%，输出功率从650 W到1.3 kW的范围内其效率均高于96.5%。
图9 效率曲线
Fig.9 Efficiency curves
为验证理论分析过程的正确性和可行性，本文搭建1 kW实验样机，具体电路参数见表4。图10～图14为关键电参数的实验波形。
表4 实验参数
Tab.4 Experimental parameters
参 数数值 (型号) 输入电压Vin/V60～100 输出电压vg120～240Vac 开关频率fs/kHz20 线频率f/Hz50 电容C1/mF250 (450 V) 电感L1/mH70 滤波电感L2/mH2 开关管SVF740T TO-220 二极管SE160-06A 电容C2/mF250 (450 V)
图10给出了直流侧电感L1的电流波形和开关管S1的驱动波形。由图10可知：①输入电流在工频的正负周期内对称；②开关管S1的驱动信号为SPWM信号，两者均工作在断续工作模式。上述过程与理论分析一致。
图10 直流侧关键波形
Fig.10 Key waveforms of DC side
所提逆变器拓扑可实现开关电容网络的自均压。为此，图11给出了电容C1和C2的测试电压波形和未经LC滤波器的输出端电压
。可以看出，两电容电压波形近似重叠；同时输出侧电压为标准的五电平阶梯波，且具有良好的对称性。相较于文献[21]，输出侧波形未见畸变。
基于相同元器件参数，图12给出了H5、HERIC以及所提逆变器拓扑漏电流的测量波形。从图12a和图12b可看出，H5型拓扑和HERIC型拓扑的最大峰值漏电流分别为350 mA和70 mA。其原因在于拓扑本身受到开关管结电容的影响，共模电压无法保持恒定，导致漏电流仍然存在，并随着开关频率的提升而加剧。图12c和图12d分别为所提拓扑稳态和动态下漏电流测试结果。可以看出，新型拓扑将共模电压钳位至零电位，并保持恒定，有效地避免了漏电流影响。
图11 电容电压和输出电压波形的测量结果
Fig.11 Measured results of capacitor voltage and output voltage waveforms
图12 漏电流的测量波形
Fig.12 Measured waveforms of leakage current
为验证所提逆变器系统的动态性能，图13给出了输入电压从60 V到100 V和从100 V到60 V的阶跃测试。可以看出，所提逆变器具有良好的动态性能，且通过谐波分析仪（HIOKI3197）测得全过程逆变器输出电流总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion, THD）小于2.56%。此外，所提逆变器实现了升压和逆变的功能，并且输出电流波形的正弦度较好。
图13 动态性能测试结果
Fig.13 Measured results of the dynamic performance
根据VDE-ARN 4105标准，额定功率低于3.68 kW的并网光伏逆变器应向电网注入无功功率[3]。因此，为验证所提逆变器无功馈网的能力，本文通过对电流参考信号is-ref增加一无功分量，得图14a和图14b的测试结果。此时，该逆变器在PF=-0.9和PF=+0.9下稳定运行。可以看出，输出电流表现平滑，且无失真现象，因此该拓扑具有为电网提供无功功率支撑能力。相较于文献[21-22]，本文所提逆变器拓扑应用范围更广。
图14 无功补偿测试
Fig.14 Reactive power compensation test
图15分别给出了fs=20 kHz下的离网输出电流和输出电压THD的测试结果，分别为1.89%和2.52%。此谐波均满足IEC 610003-2要求。由此表明，光伏阵列可与本文所提逆变器实现较好的结合。
针对低压分布式光伏并网系统，提出一种非隔离型共地式多电平光伏逆变器。通过模态分析、增益推导、比较分析和设计考虑，得出以下结论：
1）该拓扑结构具备较强的升压功能和电容电压自均衡能力。
图15 实验结果
Fig.15 Experimental results
2）共地结构实现了无隔离变压器下有效抑制光伏电池对地漏电流，其漏感峰值低于5 mA。
3）该结构具有无功支撑能力，可在PF=±0.9状态下稳定运行。
4）通过前馈空间矢量调制策略将输出变量与波动的电容电压解耦，抑制输出电流谐波。其最大电流谐波仅为2.52%。
最后，搭建了一台1 kW实验样机。结果表明，所提逆变器具备上述功能，并且拥有良好的动态 性能。
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[22] Nguyen T T, Cha H. Five-level current source inverter with inductor cell using switching-cell structure[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2022, 69(7): 6859-6869.
Abstract Non-isolated grid-connected inverters in PV systems cause common mode leakage current in the stray capacitance of the PV array to ground due to the direct removal of the isolation transformer, which causes electromagnetic interference and safety problems to the overall system. Among them, the common ground type structure is widely concerned by domestic and foreign scholars because it directly short-circuits the common mode capacitor and theoretically eliminates the common mode leakage current. Meanwhile, the multilevel design can reduce the output voltage harmonic components and device voltage stress, and improve the output power quality and service life. Therefore, a common ground isolated multilevel PV inverter is proposed.
Firstly, by introducing a new switched-capacitor network, two capacitors have voltage self-balancing capability, which can effectively avoid output current distortion. Secondly, the negative pole of the DC side is connected to the neutral point of the grid side, which can theoretically eliminate the common mode leakage current from the stray capacitors to the ground. Thirdly, the structure has the capability of boost and reactive power support, which can meet the wide range of input voltage and provide reactive power support for the grid. Compared with the bridge circuit, the proposed circuit has high voltage utilization on the input side and overcomes the dependence on its voltage level and the limitation of weather conditions. In addition, a feedforward space vector modulation (FSVM) strategy is proposed to decouple the output variable from the fluctuating capacitor voltage and to provide a five-level step wave at the output. Meanwhile, the leakage current suppression capability is compared with the conventional H5 and HERIC topologies under the same parameters. Moreover, the topology transmission efficiency is higher than 96.1% at different output voltage levels based on the simulation of the thermal model of PSIM. A 1 kW experimental platform is built for experimental testing to verify the correctness and feasibility of the proposed scheme. The results show that the topology clamps the common mode voltage to zero potential and keeps it constant, and the peak leakage inductance is less than 5 mA. The output current THD is less than 2.56% throughout the dynamic performance tests from 60 V to 100 V and from 100 V to 60 V. The topology operates smoothly in the reactive power compensation test at PF=±0.9. The off-grid output current and voltage THD at fs=20 kHz are 1.89% and 2.52%, respectively. The structure shows that the PV array can be well integrated with the inverter proposed in this paper.
The following conclusions are drawn from the modal analysis, gain derivation, comparative analysis, and design considerations: (1) The structure has a strong boost function and capacitor voltage self-balancing capability. (2) The common ground structure achieves effective ground leakage current suppression of the PV cell without an isolation transformer. (3) The topology has reactive power support capability. (4) The structure decouples the output variables from the fluctuating capacitor voltage through a feed-forward space vector modulation strategy to effectively suppress the output current harmonics, which effectively suppresses output current harmonics.
keywords：Non-isolated photovoltaic inverter, photovoltaic system, common-mode leakage current, multilevel
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.221157
中图分类号：TM46
收稿日期 2022-06-18
改稿日期 2022-07-11
田涵雷 男，1992年生，博士研究生，研究方向为电能变换和电能质量控制。E-mail: thledu@stu.scu.edu.cn
梁国壮 男，1968年生，副教授，硕士生导师，研究方向为电机电器及其控制、电气参数检测与信息处理技术。E-mail: guozhuangliang@hebust.edu.cn（通信作者）
（编辑 陈 诚）