图1 基于相位控制的无线电能与信息同步传输系统
Fig.1 Synchronous transmission system of power and information based on phase control
摘要 该文提出一种基于移相调制的无线供电与信息协同传输技术。通过控制全桥逆变器的频率和移相角，将工作状态分为两种：当系统仅需要无线供电时，移相全桥逆变器的工作频率等于系统一次和二次线圈谐振频率fp，实现无线电能的高效率传输；当系统需要同时进行无线供电与信号传输时，移相全桥逆变器控制频率采用fp/3作为低频通信频率，通过调制移相角实现信号传输，利用其3次谐波频率fp进行高效率无线电能传输。理论上，通信时所选择的工作相位点仅影响基波频率点幅值分量以实现解码，而对实现无线供电谐波频率点幅值没有影响。该技术采用二次侧双谐振回路构造能量接收电路和信号解调电路，可在同一套硬件装置上实现信道复用，实现低频通信信号的传输和无线电能的高效率传输，在海洋等对通信频率敏感的介质条件下具有明显优势。
关键词：无线供电与信息协同传输 移相控制 频率控制 全桥逆变器
为了解决无线设备的供电与通信问题，近年来无线电能与信号同步传输技术发展迅速[1-2]，其非接触式的供电方式以及同步通信功能大大增强了用电设备的续航和信息传输能力，在生物医学、海洋等特殊场合有着广阔的应用场景。
基于磁耦合谐振式无线电能与信息同步传输是当下无线供电技术研究领域的热点之一[3-4]，根据无线供电和无线通信信道的共享方式可分为两大类：信道分离式[5-7]和信道复用式[8-10]。信道分离式方案需要在一次、二次线圈分别构造无线供电线圈和通信线圈，文献[5]中提出一种特殊的十字形磁耦合机构来完成电能与信息的同步传输，但显著增加了系统的复杂性。文献[7-8]中提出一种基于三线圈结构的近场耦合无线携能通信的改进方案，通过在二次侧接收线圈附近布置一个信号接收线圈实现能量传输通道与信息传输通道的分离。但其利用一次侧谐波作为通信信源，不利于系统电磁干扰（Electro- magnetic Interference, EMI）性能的提升。
信道复用式的无线电能与信息协同传输技术是在一个共享通道中实现电能与信息的传输，作为传输介质的电磁场本质上既可以作为能量载体也可以作为信息载体[11-13]，所以其核心难点在于如何实现无线电能与信号之间的解耦或弱耦合传输。文献[12-13]将一次、二次线圈同时作为电能传输通道与信息传输通道，文献[12]中直接用电能传输波形作为通信载波，将信号直接调制加载于电能波形上，该方案电路结构简单，但数据传输速率对电能传输效率影响较大；文献[13]中提出一种基于信源重构的单通道式无线电能与信息协调传输技术，通过在二次线圈中捕捉频率信息进行信源重构实现电能传输通道与信息传输通道的复用。总体而言，采用复用信道的方式简化了电路结构，避免了无线供电线圈与通信线圈之间的电磁干扰，且更具有优势。另外，在海洋环境等介质电导率较高的场合，海水对高频通信电信号具有较强的衰减特性[14]，还需要进一步研究合理的无线供电与通信复用方案。
本文提出一种基于相位调制的无线供电与信息协同传输技术，该技术通过降低移相全桥逆变器的控制频率在一次线圈上产生用于通信的低频载波[15]。通过对逆变器进行相位控制改变系统电流中基波与谐波的含量，利用二次侧的选频网络将基波与谐波分离[16]，从而实现稳定的电能与信息传输。与其他同步传输方案相比，本文所提方法可在低频通信的同时实现无线供电的高效率传输，特别适用于在海洋等高电导率介质场合应用。
本文在二次侧分别构造无线供电和无线信息传输LC谐振回路如图1所示，系统电路结构如图1a所示。通过相位控制对通信载波进行幅值调制，从而实现无线电能与信息的同步传输。
图1 基于相位控制的无线电能与信息同步传输系统
Fig.1 Synchronous transmission system of power and information based on phase control
基本拓扑结构主要有相位调制电路、逆变电路、发射电路、接收电路以及包络检波解调回路等部分组成。Uin为直流电压，主电路由移相全桥逆变器构成，Up为逆变器输出电压。发射电路由自感Lp、内阻Rp的发射线圈和谐振电容Cp组成。接收电路包含了两条不同的频率选择电路，实现基波与3次谐波的分离。其中自感为Ln、内阻为Rn的接收线圈和谐振电容Cn组成电能接收通道；自感为Ls、内阻为Rs的信号检测线圈和谐振电容Cs组成信号接收通道。信号解调电路由针对幅值变化的包络检波电路和判决电路组成。图1b为移相全桥逆变器的驱动信号和其输出的电压波形。其中Q2与Q1互补，Q3与Q4互补。
本文将逆变器的控制频率分别设置为传能频率和通信频率，且传能频率等于谐振线圈谐振频率，通信频率等于谐振线圈谐振频率的1/3。
设fr为移相全桥逆变器的工作频率，wr为角频率，为了实现高效率的无线电能传输，发射线圈和接收线圈谐振频率均为fp，wp为发射线圈和接收线圈谐振角频率。信号接收通道的谐振频率fs=fp/3，ws为信号接收通道谐振角频率，具体关系为
（1）
当逆变器工作频率fr=fp时，系统处于全谐振状态，系统进行高效率的无线电能传输；当逆变器工作频率fr=fp/3时，通过相位控制调制基波分量进行通信，同时利用一次侧3次谐波进行高效率的电能传输。电能与信息传输通道复用如图2所示。
图2 电能与信息传输通道复用
Fig.2 Multiplexing of power and information transmission channels
为简化计算过程，忽略死区对系统的影响，对逆变器的输出电压进行傅里叶分解，得到
（2）
式中，Ｕpk为逆变器k次谐波电压幅值；a 为逆变器的移相角；A为逆变器输入直流电压幅值。
图3为系统等效电路，图中，Unk为a、b两点之间的电压，即信号检测回路输入电压，根据等效电路对输出电流k次谐波分量进行计算。
根据基尔霍夫定律，图3中电流方程可以表示为
（3）
图3 系统等效电路
Fig.3 System equivalent circuit
式中，Zpk和Zsk分别为主回路等效阻抗和信号检测通道等效阻抗，即
（4）
可得一次侧和二次侧各支路电流表达式分别为
（5）
式中，
为一次线圈电感电流；
为二次线圈电感电流；
为二次侧负载电流；
为信号检测回路 电流。
二次侧回路的总阻抗Zk表示为
（6）
(kwrM)2/Zk则可以表示电路二次侧对一次侧的反射阻抗，所以可以用图4所示的映射阻抗等效电路来表征一次侧和二次侧的关系。
图4 映射阻抗等效电路
Fig.4 Mapping impedance equivalent circuit
输出电压的k次谐波分量的有效值为
（7）
则输出电流的k次谐波分量的有效值为
（8）
为了分析改变逆变器的控制频率对一次侧输出电流的影响，令fr分别等于150、50、30 kHz，移相角始终保持为0，进行仿真计算，仿真具体参数见表1。
表1 仿真参数
Tab.1 Simulation parameters
参 数数 值 直流电压Up/V24 发射回路Lp/μH15.3 Cp/nF73.6 Rp/W5 电能接收通道Ln/μH15.3 Cn/nF73.6 Rn/W5 RL/W10 信号接收通道Ls/mH10 Cs/nF1 Rs/W100 线圈互感M/μH2.295
逆变器不同控制频率下一次电流各频率分量幅值如图5所示。从图5的仿真结果可以看出，当逆变器的控制频率满足式（9）时，一次电流谐振频率电流幅值有所降低，3次和5次谐波所能传递的功率为原来的1/9和1/25。
（9）
可见采用该方法通过降低开关频率，可以用与谐振频率相等的谐波分量进行电能的传输，系统的传输功率受限，但对无线供电的工作效率没有影响。降频产生的基波分量可以用作通信载波进行信息传输。
图5 逆变器不同控制频率下一次电流各频率分量幅值
Fig.5 Amplitude of each frequency component of primary side current under different control frequency of inverter
当系统需要传输信息时，对通信载波进行相位控制从而实现信息的传递。为了简化分析，本文主要讨论通信频率控制下的基波和3次谐波电流与移相角的关系。选取50 kHz作为系统通信时逆变器的控制频率，定义sk为各阶次谐波在一次电流中的含有率，其表达式为
（10）
根据式（10），图6给出了不同相位下，基波和3次谐波在一次电流中的占有率。可以看出，随着移相角变大，一次电流中基波含有率由小变大后再变小；3次谐波含有率由大变小后再变大。所以合理地选择移相角，可以有效调整一次电流中的电流成分。
为了一般化表示通信频率控制下各谐波分量与相位的关系，引入归一化值Gk，表达式为
图6 不同相位下各阶次谐波一次电流含有率
Fig.6 Current occupancy of the primary side of each harmonic at different phase
（11）
根据式（11），图7给了不同移相角a 下基波分量与3次谐波分量的归一化值。k=3曲线显示了用于功率传输的3次谐波幅值随移相角之间的关系，在60 °时取得最小值，在0 °和120 °时取得最大值。用于通信载波的基波幅值随移相角增大而不断减小。
图7 各阶谐波分量与相位关系归一化值
Fig.7 Normalized value of relationship between harmonic component and phase of each order
将移相角分别设置为0 °和120 °进行仿真，不同移相角下基波和3次谐波电流幅值的变化如图8所示。
图8 不同移相角下基波和3次谐波电流幅值的变化
Fig.8 Variation of fundamental and third harmonic current amplitude under different phase shift angles
从图8中可以看出，改变移相角后基波电流幅值有所下降，3次谐波电流幅值基本不变。因此，选择合适的移相角调制信息可以实现3次谐波电流幅值与相位大小的解耦，保证电能传输的稳定；同时基波电流幅值变化产生的包络可以用来进行信息的传输。
本文基于相移键控（Phase Shift Keying, PSK）的调制方法，利用相位对一次电流的影响，间接改变二次侧信号检测电路上谐振电容电压的幅值，从而完成数字基带信号的解调。当不发信号或者传递信号为1时，相位为a0；当传递信号为0时，相位为a1。
当电能与信息同步传输时，对于电能传输，用来传输信息的基波是主要的噪声来源；对于信息传输，用于传输电能的3次谐波是其主要的噪声来源。当系统处于通信状态时，控制频率是固定的，移相角是调制信号幅值的变量。本文采用在二次侧加入额外的LC谐振回路进行信号检测，所以如何选择信号检测通道的参数也是本文关注的重点。因此本文选择移相角和信号检测电感作为变量分析。
根据系统模型，可得k次谐波电流负载电压为
（12）
如用3次谐波进行无线供电，负载噪声电压主要由基波和高次谐波电压组成，负载电压及负载噪声电压的表达式分别为
（13）
基于式（13），负载电压及负载噪声电压与移相角a 和信号检测电感Ls的关系如图9所示。
由图9可见，当信号检测线圈的自感Ls＞0.1 mH时，两种电压幅值主要受a 影响。负载电压在移相角为0 °和120 °附近时达到峰值，在移相角为60 °和180 °附近时达到最小值。负载噪声电压随移相角波动，但始终低于1 V。
图9 负载回路电压
Fig.9 Load circuit voltage
为了保证功率传输的稳定，通过选择合适的相位可使负载电压在相位发生变化时电压幅值基本不变，并且加上噪声电压后波动不超过3 %，即满足
（14）
为了在通信时得到较大的传输功率，将两个相位选择在负载电压峰值附近。
对于信号检测电路，其信号检测电压值为通信频率时基波电流在谐振回路的感应电压，主要噪声电压来源于高频谐波电流在信号谐振回路上所产生的电压。由于谐波噪声电压频率大于信号检测LC电路的谐振频率，使得电感上的噪声电压显著高于电容上的噪声电压，因此选取谐振电容上的包络线电压作为解调信号。
根据系统模型，可以得到k次谐波电流在信号检测回路谐振电容上的感应电压为
（15）
信号检测电压和信号噪声电压分别为
（16）
基于式（16），信号检测电压及其噪声电压与移相角a 和信号检测电感Ls的关系如图10所示。
从图10可以看出，当移相角不变时，信号检测电压随Ls的增加线性增加；当Ls固定不变时，信号检测电压随移相角的增加而减小。噪声电压主要受3次谐波分量影响，当电感较大时，信号噪声电压主要受移相角影响。
图10 信号检测回路电压
Fig.10 Signal detection circuit voltage
在实际工作系统中，为了减小通信波形的明显失真，定义信号检测电压Usignal至少为信号噪声电压Usignal_noise的5倍以上。为了保证信息传输的可靠性，降低信息解调的误码率，信号检测线圈上的电压包络峰值比推荐为1.5以上，即满足
（17）
设信号检测电路品质因数为Q，其在谐振电容上的信号检测电压UCs1是信号检测电路输入电压Un1的Q倍。对于信号检测回路，其输入电压Un1可以约等于基波电流在二次侧接收线圈产生的感应电压减去流入负载支路的基波电流在信号检测回路产生的压降，即满足
（18）
因此，信号检测电路参数应满足
（19）
在进行信号传输时，信号切换并达到稳态需要一定的响应时间，直接影响信号传输延迟和通信速度。信号检测电路可以等效为一个二阶电路，如图11所示。
图11 等效二阶电路
Fig.11 Equivalent diagram of second-order circuit
根据电路的微分方程式得
（20）
谐振电容电压欠阻尼状态下的零状态响应为
（21）
其中，部分参数表达式为
（22）
当谐振电容电压为95 %时认为其达到稳态，信号上升时间是信号从一个信号状态变化到另一个信号状态所需要的暂态时间，暂态时间过长会影响信号解调，降低信号传输速率。如上升时间和下降时间近似一致，此时理论上信号上升时间不高于通信比特位时间T的1/4，即要求满足
（23）
考虑到高次谐波分量幅值较少，本文仅分析3、5次谐波分量的影响。综合式（14）、式（17）、式（19）和式（23），本文实验信号检测电路谐振电感Ls=10 mH、谐振电容Cs=1 nF、等效内阻Rs=100 W，实际通信时所用相位控制角a0=8 °、a1=112 °。如解调电路采用运放等有源滤波方式对高次谐波进一步滤波，可显著减小Ls取值。
系统完全处于能量传输状态时，逆变器的工作频率fr=fp，wp=2pfp，a=0。此时系统工作在全谐振状态，这也是无线电能传输（Wireless Power Transfer, WPT）系统最理想的状态。为了简化分析，此时可将信号检测回路的影响忽略不计，部分参数为
（24）
此时用于传输功率的一次侧输出电流和二次侧负载电流分别为
（25）
系统此时的一次侧输出功率Pp和负载功率PL表达式分别为
（26）
系统的效率
为
（27）
当能量与信号同步传输时，逆变器控制频率fr=fs，ws=2pfs。此时控制频率的3次谐波用来传输功率，系统部分参数表示为
（28）
此时用于传输功率的一次电流和二次侧负载电流表达式分别为
（29）
系统此时的一次侧输出功率Pp和负载功率PL表达式分别为
（30）
系统的效率
为
（31）
从式（31）可知，当系统处于通信状态时，其电能传输功率是完全传能时的1/9，而系统功率传输的效率主要受线圈互感和一次侧电路内阻影响，理论上频率状态切换并不会影响传输效率。
解调模块主要由包络检波电路和判决电路构成，解调电路原理如图12所示。由于谐振电容上的电压很高，首先通过分压电阻降低包络线幅值。为了防止检波电路影响检测电路谐振点，在选频电路和包络检波电路之间加入电压跟随器进行隔离。
图12 解调电路原理
Fig.12 Schematic diagram of demodulation circuit
为了达到良好的检波效果，包络检波电路选择RC满足
（32）
式中，fmax为调制信号的最大频率；fc为通信载波频率。
判决电路的两路输入一路为包络检波后的电压幅值信息，用作包络信号；另一路为低通滤波后的电压幅值信息，用作比较器的参考信号。两路信号采用相同的电路结构输出，但参考信号那一路采用较大的滤波电容，使输出更为平滑。该方式可以让参考值随时跟踪包络信号的变化，当输入电压幅值发生变化时无需调整参考电压，做到更准确的判决。
为了获得可靠的通信，工程上信息传输速率一般不超过通信载波频率的1/10。本文采用的载波频率为50 kHz，考虑到调制解调电路中因含有较多的电感、电容无源器件建立的信号时间的影响，实际采用的传输速率最高为1 kbit/s。
定义信噪比（Signal Noise Ratio, SNR）为
（33）
在本系统中，当信号检测线圈电感值大于0.5 mH时，噪声电压幅值主要受移相角影响。本系统选择的信号检测电感Ls=10 mH，在任意大小的移相角下都保持较高的信噪比，如图13所示。
图13 Ls=10 mH时的信噪比
Fig.13 SNR at Ls=10 mH
本文搭建了一个25 W的实验平台，用来验证所提方案的合理性，如图14所示。图14中，①为直流电源，②为FPGA控制板和逆变电路，③为电能传输通道，④为信号检测通道，⑤为信号解调电路，⑥为示波器。实验具体参数采用表1所示的仿真参数，通信频率为0.5 kHz。实验采用利兹线绕制的发射线圈和接收线圈，信号检测线圈加入高磁导率的磁心以降低内阻，获取较高的品质因数。逆变器的控制器选用ZYNQ7z020数字信号控制器。
图14 实验平台
Fig.14 Experimental platform
当系统不进行通信，只进行能量传输时，逆变器工作频率为传能频率150 kHz。图15和图16分别给出了逆变器输出侧两端和二次线圈电流和电压波形。
图15 逆变器输出端电流和电压波形
Fig.15 Current and voltage waveforms at inverter output
图16 二次线圈两端电流和电压波形
Fig.16 Current and voltage waveforms at both ends of the receiving side coil
此时线圈工作在全谐振状态，电压电流保持正弦波形。
当系统工作在通信状态下，通过改变逆变器的相位来对通信载波进行调制。传输信号“1”的相位为8 °，传输信号“0”的相位为112 °。图17和图18分别是传递信息0和1时主电路波形。
图17 发送信号“1”时主电路波形
Fig.17 Main circuit waveforms when sending signal “1”
可以看出，负载电压基本由3次谐波组成，信号检测电压由基波组成。在传递不同比特位的信息时，信号检测电压幅值发生很大的变化，而负载电压基本保持不变。
当系统连续发送“10”信号时，从上往下分别为调制信号、信号检测电压、负载电压波形，如图19所示。从图中可以看出，系统可以很好地检测出信号检测电压的幅值包络。
图18 发送信号“0”时主电路波形
Fig.18 Main circuit waveforms when sending signal “0”
图19 发送“10”信号时各电压波形
Fig.19 Voltage waveforms when sending signal “10”
为了验证线圈之间的距离对通信可靠性的影响，图20a和图20b分别给出了线圈间距为3 cm和6 cm时的实验波形，可见两种条件下均可形成可靠的包络线通信信号。
为了验证不同输入电压对通信的影响，图21a和图21b分别给出了系统输入电压为16 V和20 V时的实验波形，可见两种条件下均可形成可靠的包络线通信信号。
考虑到负载大小对信息传输的影响，分别将负载设为10 W 和100 W 进行实验，如图22所示。
考察线圈偏移对信息传输的影响，图23a和23b分别给出了线圈圆心偏移距离为3 cm和6 cm时的实验波形。
图20 不同线圈间距下信号检测电压波形和负载电压波形
Fig.20 Signal detection voltage waveforms and load voltage waveforms under different coil spacing
图21 不同输入电压下信号检测电压波形和负载电压波形
Fig.21 Signal detection voltage waveforms and load voltage waveforms under different input voltage
图22 不同负载下信号检测电压波形和负载电压波形
Fig.22 Signal detection voltage waveforms and load voltage waveform under different load
图23 不同相对位置下信号检测电压波形和负载电压波形
Fig.23 Signal detection voltage waveforms and load voltage waveform at different relative positions
可见，在各种实验扰动下，负载电压始终能保持稳定，而信号检测电压始终能得到稳定的包络。所以本文所提方案可在线圈距离、输入电压、负载变化、线圈偏移等条件下稳定工作。
图24所示从上往下分别为FPGA提供的调制信号、解调电路得到的解调信号以及信号检测电压波形。可见本文所提方案可以很好地实现在单通道无线电能传输系统中信息传输。
为了比较系统在不同状态下的电能传输效率，本文对供电模式、复用模式下连续传输“11”信号、“00”信号、“10”信号这四种状态的效率进行了比较，四种状态下系统工作效率基本保持在85 %左右，可见所提信息传输方法对无线电能传输效率的影响较小。
图24 调制信号、解调信号以及信号检测电压
Fig.24 Modulation signal, demodulation signal and signal detection voltage
本文采用相位控制实现了单通道式无线电能与信息协同传输。当系统仅需要无线供电时，移相全桥逆变器的工作频率等于一次和二次线圈谐振频率fp，实现无线电能的高效率传输；当系统需要同时进行无线供电与信号传输时，移相全桥逆变器控制频率采用fp/3作为低频通信频率，通过调制移相角实现信号传输，利用其3次谐波频率fp进行高效率无线电能传输。本文对电路拓扑进行分析，详细研究了不同条件下系统的效率，同时对电能与信号传输之间的干扰进行建模，确定了相位的选择范围以及信号检测电路的具体参数。最后通过实验验证了所提方案的正确性，该方案在海洋等对高频率通信敏感的环境下具有明显优势。
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Abstract In order to meet the requirements of power and communication in equipment, simultaneous wireless power and information transmission (SWPIT) technology has developed rapidly in recent years. This method can greatly enhance the abilities of mobility and intelligence for modern electronic devices, especially for implantable medical devices and autonomous navigation equipment. There are many SWPIT solutions for different applications, and different solutions have their advantages, such as communication speed and capacity, and the effect of communication on wireless power transfer. However, for the medium with high conductivity or dielectric constant, a suitable SWPIT solution with low carrier frequency is necessary to reduce the channel power losses.
This paper proposes the dual-resonant loops on the receiver side: the wireless power receiving loop with resonant frequency fp and the signal receiving loop with resonant frequency fp/3, respectively. On the transmitter side, a full bridge converter is used to produce a triangular current in a transmitter coil, and the current frequency is controlled by driving signals. Based on the frequency and phase-shifted control, the proposed full bridge inverter mainly contains two states.
First state, if the system needs to transfer wireless power only, the working frequency of the inverter is fp. Since the frequency of the fundamental component of the current is also fp and equal to the resonance frequency in the receiver coil, the system has the highest efficiency and power transfer ability. The energy received by the signal loop can be treated as zero.
Second state, if the system needs to transfer wireless power and information simultaneously, the frequency of the inverter is fp/3. The fundamental component of fp/3 is used to transmit information, and the third harmonic frequency fp is used to transfer wireless power. Thus, the carrier frequency for communications is fp/3. The power in the third harmonic component is relatively small compared to the first state. Based on the analysis of the proposed method, the phase angles of 0 and 120 are used to modulate the fundamental component. By modulating the phase-shifted angle, the amplitude in the receiving signal loop has a larger value at the angle of 0 than that at the angle of 120. Theoretically, the selected phase angles only affect the amplitude of the fundamental component without affecting the 3rd harmonic component. Therefore, the effect of communication on the fluctuation of wireless power transfer is relatively small. The shortcoming is that wireless power transfer is only 1/3 of full power.
The proposed method can realize SWPIT based on the full bridge inverter only. Based on the proposed topology and circuit parameters, the working features of the system under different conditions are discussed. The interference between power transfer and signal transmission is modeled, and the ranges of phase-shifted and the parameters in the signal detection circuit are determined. Since the working frequency of the inverter has a low-frequency carrier for communication, the proposed method has obvious advantages for the high conductivity medium, such as the ocean.
keywords：Simultaneous wireless power and information transmission, phase-shifted modulation, frequency control, full bridge inverter
国家自然科学基金（51777098）和江苏省自然科学基金（BK20191383）资助项目。
收稿日期 2022-05-04
改稿日期 2022-05-18
华 超 男，1998年生，硕士，研究方向为无线电能与信息协同传输技术。E-mail: 1336577381@qq.com
周 岩 男，1980年生，教授，研究方向为无线电能传输、高频磁心损耗建模、包络线跟踪电源等。E-mail: zhouyan@njupt.edu.cn（通信作者）
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.220736
中图分类号：TM724
（编辑 陈 诚）