图1 FB-MMC拓扑
Fig.1 FB-MMC topology
摘要 在基于脉冲功率技术的肿瘤治疗方法中，利用双极性脉冲磁场处理的治疗方法具有明显的优势。针对此应用，该文结合模块化全桥型多电平换流器（FB-MMC）拓扑及直线变压器驱动（LTD）拓扑的优势，提出了一种用于电感负载的全固态双极性LTD型脉冲电流发生器。首先，对该文提出的拓扑结构及原理进行介绍，详细分析了发生器在电感负载下的工作过程；然后，对发生器的硬件电路进行了设计与选型；最后，研制了一台4级全固态双极性LTD型脉冲电流发生器样机并对其进行性能测试。测试结果表明，该发生器可在电感负载下输出±800 A的脉冲电流，电流的上升时间为600 ns；发生器的最高工作频率为10 kHz，并具备灵活的波形调制功能，能输出三角波、梯形波及阶梯波等多种波形。
关键词：双极性直线变压器驱动 模块化全桥型多电平换流器 电感负载 波形调制 IGBT
基于脉冲磁场处理的肿瘤治疗方法具有非接触、非热等优点，已经有相关的研究表明脉冲磁场治疗肿瘤具有一定的效果[1-4]，在课题组前期的研究工作中也发现单极性高频纳秒脉冲磁场对离体肿瘤细胞具有较好的杀伤效果[5-6]。同时，有相关研究发现，由于交变磁场的方向会随时间变化，所以向肿瘤细胞中加入一定量的磁性纳米材料，并将其置于交变磁场中，磁性纳米材料会在交变磁场的作用下产生机械力和扭矩[7]，这些机械力和扭矩会传递至肿瘤细胞，从而对肿瘤细胞造成机械式的破坏[8-10]。而双极性脉冲磁场的方向也随着时间不断改变，其也有望对肿瘤细胞具有较好的杀伤效果，因此基于双极性脉冲磁场处理的方式是一种很有前景的肿瘤治疗方法。为支持双极性脉冲磁场治疗肿瘤技术的相关研究，研制一台能产生双极性脉冲磁场的发生器具有重要的意义。而对于以电流线圈产生磁场的方式而言，其关键在于研制一台可用于电感负载的双极性脉冲电流发生器。
对一般的电容储能型脉冲发生器来说，相同拓扑结构下的电流发生器与电压发生器只是开关通流能力的强弱差异，并不存在电路拓扑上的本质区别。有学者结合固态Marx和桥式电路的优势[11]，设计了一种双极性脉冲发生器，可输出±5 kV的脉冲电压。H. Canacsinh等[12]分析了广义的双极性Marx的工作特性，设计了一种新型的Marx发生器，该发生器具备负载普适性。L. M. Redondo等[13]将双极性Marx中的充电开关用电阻替代，电路的开关数量减半，但是放电时开关两端会承受双倍的电压。
然而在多数的双极性Marx拓扑中[14]，储能电容的充电过程需要固态开关的参与，增加了电路控制的复杂性。同时，当固态开关高频工作或流过较大的电流时，开关损耗会急剧增加，对开关的耐受能力提出了较高的要求[15-16]。因此，对工作频率较高的电流发生器而言，充电时的开关损耗也应被考虑在内，需尽可能地避免开关温升过高。
近些年来，模块化多电平换流器（Modular Multilevel Converter, MMC）也被广泛用于生成高压双极性脉冲，并衍生出了多种新颖的电路拓扑结构。A. A. Elserougi等[17]将多级模块化全桥多电平换流器（Modular Full Bridge Multilevel Converter, FB- MMC）结构串联，通过改变各级FB-MMC的开关状态，实现储能电容的顺序充电，而在放电阶段则能实现灵活的波形调制，输出不同的脉冲波形。有学者通过电阻隔离对模块化半桥型多电平换流器（Modular Half Bridge Multilevel Converter, HB- MMC）充电[18]，然后将多个HB-MMC串联放电以实现电压叠加，可在电阻负载下实现±4 kV的输出，且波形的上升、下降沿均可灵活调节。总的来看，MMC拓扑具备灵活的波形调制功能，然而，以上拓扑均需相应的开关给储能电容提供充电回路，因此不适合工作频率较高或者电流较大的应用场合。有学者通过引入辅助充电支路解决了单极性MMC型发生器的这一问题[19]，但是还尚未有涉及双极性MMC型发生器相关问题的研究。
直线变压器驱动（Linear Transformer Driver, LTD）利用磁心的隔离作用，使电压叠加在脉冲变压器的二次侧得以实现，且各模块外壳都接地，从而对绝缘的要求大大减低[20-21]。所以从理论上讲，LTD可以实现无限制的电压叠加，这也是LTD最显著的优势。近年来，有大量学者研究了用于电阻负载的单极性LTD型脉冲发生器[22-26]。总的来看，在LTD拓扑中，储能电容的充电过程无需额外的开关动作，且由于LTD中存在很多的并联单元，因此很适合输出较大的脉冲电流，如文献[27]中设计的LTD可在电阻负载下输出3.2 kA的脉冲电流。但是受限于磁心的饱和效应，单极性LTD的输出脉宽较窄，工作频率不高[28]，而双极性LTD则不存在这一问题。因此，双极性LTD受到了研究人员的广泛关注[29-33]。
本文开创性地将FB-MMC拓扑与LTD拓扑的优势结合起来：由于LTD拓扑的引入，所设计的发生器能输出较大的脉冲电流，且储能电容的充电过程无需额外的开关动作，有利于降低开关的损耗；而由于FB-MMC拓扑的引入，所设计的发生器获得了灵活的波形调制能力，且形成了双极性工作模式，从而避免了LTD中磁心饱和的问题，有利于发生器的高频工作。同时，与一般的发生器不同，本文的发生器负载是一个电感线圈。本文首先对发生器的拓扑和工作原理进行分析与介绍；之后搭建样机的测试系统，对输出性能进行相应的测试。
FB-MMC的拓扑结构如图1所示。1个FB-MMC拓扑主要由1个电容器和4个固态IGBT开关组成。
图1 FB-MMC拓扑
Fig.1 FB-MMC topology
FB-MMC的开关状态见表1。由表1可知，通过合理地控制4个开关的导通时序即可实现不同的电压输出。当开关Q1及Q4导通、Q2及Q3关断时，FB-MMC输出电压为Ui；当开关Q2及Q3导通、Q1及Q4关断时，FB-MMC输出电压为-Ui；其余状态下，只要有一个开关导通，FB-MMC的输出电压均为0。
表1 FB-MMC开关状态
Tab.1 FB-MMC switching states
开关状态Uo Q1Q2Q3Q4 ONOFFONOFF0 OFFONOFFON0 ONOFFOFFON+Ui OFFONONOFF-Ui
先将多个FB-MMC并联以增加发生器的通流能力（亦可降低发生器的等效杂散电感值[20]），再利用LTD原理实现多级FB-MMC输出电压的叠加，即构成了本文的m级双极性LTD型脉冲电流发生器拓扑，如图2所示。整个发生器拓扑包括m个高压直流电源、mn个充电电阻、mn个FB-MMC、m个1:1的脉冲变压器（对应到实物即为磁心），以及1个负载电感。每个FB-MMC中的储能电容均可由各自的高压电源直接通过充电电阻充电至相应的电压，充电时不需要任何开关动作，有利于降低充电时开关的功率损耗。通过合理地控制开关时序使每级FB-MMC输出合适的脉冲电压，最后经脉冲变压器耦合完成输出电压的串联叠加，在负载电感两端产生相应的脉冲电压输出。需要强调的是，在理论上，该拓扑中的每级发生器均可配备独立的高压电源，且其充电电压均可独立调节，即每级发生器能输出幅值不同的脉冲电压，有利于输出脉冲的波形调制，这是一般的脉冲功率拓扑所不具备的优势。
图2 双极性LTD型脉冲电流发生器拓扑
Fig.2 Topology of bipolar LTD pulse current generator
由于本文提出的拓扑中采用的是电容储能，因此发生器直接输出的是脉冲电压信号，而本文关注的是负载电感上的脉冲电流，由电感的定义式变形得到的式（1）即可将两者联系起来。
（1）
式中，L为负载电感值；IL(t)为流过负载电感的电流；UL(t)为负载电感两端的电压；T为施加UL(t)的持续时间。很显然，流过负载电感的电流，即发生器的输出电流由负载电感值、发生器的输出电压及输出电压的持续时间三者共同决定。
另需说明的是，在该电流发生器工作时，发生器同一级的不同FB-MMC的相同桥臂处的开关（如开关Q1m1、Q1m2、…、Q1mn）动作必须保持同步，即保证同一级并联的各FB-MMC的开关动作完全一致。因此，为了方便介绍发生器的基本工作原理，接下来仅介绍发生器每级只包含1个FB-MMC时的工作过程。此外，为了避免充电电路的连接过于复杂，在本文的电流发生器中，不同级的发生器共用1台高压直流电源。
1.2.1 充电模式
充电过程示意图如图3所示，发生器工作在充电模式时，所有开关均断开，发生器无输出电流。高压直流电源分别通过充电电阻R1n～Rmn给储能电容C1n～Cmn充电，达到稳定状态时，储能电容器的电压与每级发生器的充电电压VDC相同。
图3 充电过程示意图
Fig.3 Schematic diagram of charging process
1.2.2 放电模式
放电过程示意图如图4所示。发生器工作在正极性放电模式时，主控信号控制开关Q11n～Q1mn及Q41n～Q4mn同步导通，通过脉冲变压器一次侧形成闭合的放电回路，储能电容C1n～Cmn经开关对变压器一次侧放电。变压器再将放电能量耦合至负载电感，从而输出正极性脉冲电流。需要注意的是，变压器此时将电压信号耦合给负载电感，由式（1）可知电感上的电流IL不会突变，而是随着两端电压UL的持续施加缓慢上升。假设储能电容C1n～Cmn足够大，则IL应随时间线性上升。
图4 放电过程示意图
Fig.4 Schematic diagram of discharge process
1.2.3 续流模式
通过控制开关动作终止储能电容放电后，电路即退出放电模式。如果控制开关Q11n～Q1mn及Q41n～Q4mn中的一串关断，另一串保持导通，发生器则进入续流模式，续流过程示意图如图5所示。控制Q41n～Q4mn保持导通，由于电感电流不能突变，电感电流将通过开关Q41n～Q4mn及开关Q11n～Q1mn的寄生二极管形成续流回路。在下一个开关动作到来之前，电感电流将一直保持恒定。需要说明的是，续流模式在发生器的工作过程中是可有可无的（如后文描述的负极性输出即为无续流模式），且控制较为简单，这也让其成为该电流发生器波形调制中最为关键的一环。
图5 续流过程示意图
Fig.5 Schematic diagram of tail-cutting process
1.2.4 能量回收模式
能量回收过程示意图如图6所示，关断发生器上的所有开关，发生器即进入能量回收模式。电感中的磁场储能将通过Q21n～Q2mn、Q31n～Q3mn的寄生二极管回馈至储能电容C1n～Cmn，理论上的电感电流下降过程应与放电模式的上升过程完全一致。
图6 能量回收过程示意图
Fig.6 Schematic diagram of tail-cutting process
后续则重复以上4个模式，当放电模式是通过控制开关Q21n～Q2mn及Q31n～Q3mn导通、后续模式也是控制开关Q21n～Q2mn或Q31n～Q3mn的相关动作时，发生器会输出负极性脉冲电流，其工作过程与正极性完全一致，在此不再赘述。整个工作过程的开关控制信号时序与输出电流波形如图7所示。图中①～④分别对应充电模式、放电模式、续流模式和能量回收模式。
2.1.1 目标参数
该电流发生器是为了给高频双极性脉冲磁场对离体肿瘤细胞活性的影响进行实验研究提供硬件平台。在已经开展的实验中[6]发现，当用7匝且电感值为0.28 μH的阿基米德螺旋线圈作为磁场产生线圈，并通入幅值为600 A、上升时间为800 ns（0～100%）的电流时，对肿瘤细胞具有很强的杀伤效果。因此，若将线圈增加至8匝（理论上电感值会增加至0.366 μH，不妨考虑为0.4 μH）、通入的电流幅值增加至800 A、上升时间缩短至600 ns以内，该8匝线圈能在更短的时间内产生磁感应强度更大的脉冲磁场，对肿瘤的杀伤效果更佳。同时，相关研究发现，当单极性脉冲磁场的重复频率从1 kHz增加到500 kHz时，脉冲磁场对肿瘤细胞活性的影响无显著性差异[34]。因此，本文将该电流发生器的最高重复频率设为10 kHz，其目标参数见表2。
图7 开关控制时序与输出电流波形示意图
Fig.7 Timing of control signals of switches and ideal output current
表2 脉冲电流发生器的目标参数
Tab.2 Target parameters of pulse current generator
参数目标数值 负载电感/μH0.4 脉冲电流幅值/A±800 脉冲电流上升时间/ns≤600 脉冲电流最高重复频率/kHz10
2.1.2 器件选型
本文要求脉冲电流发生器可输出±800 A的脉冲电流。由式（1）可知，要想保证发生器能输出较大的脉冲电流，首先应保证其能输出较高的脉冲电压。实际电路中的开关、储能电容及脉冲变压器等均可能存在杂散电感，而杂散电感的存在会影响发生器的电压传输效率，因此本文考虑理想状态下的发生器输出电压Uo=±2kV。同时，为了避免开关因切断感性电流而出现过电压击穿现象，最终将发生器设计为4级，每级的最大充电电压为500 V。
固态开关选用Infineon公司的IKY75N120CH3型IGBT。该IGBT采用TO-247-4型的开尔文式封装结构，有独立的用于驱动的发射极引脚，这有利于在大电流应用场合提高开关控制的可靠性。该IGBT的各项性能参数见表3。单个IGBT的脉冲耐流为300 A，因此需要将开关并联以增加发生器的通流能力。本文最终考虑将2个IGBT并联组成1块开关板，每块开关板再作为1个FB-MMC的桥臂开关；最后，每级发生器再由2个FB-MMC并联组成，此时发生器的脉冲耐流可达1 200 A，满足设计要求并留有合适的裕度。
表3 IKY75N120CH3的性能参数
Tab.3 Parameters of IKY75N120CH3
参数数值 集射极击穿电压/V1 200 脉冲耐流/A300 通态压降/V2 二极管压降/V1.9 发射极电感/nH13
储能电容是电流发生器系统中脉冲能量的供给源，由式（1）可知，在电感电流线性增加的前600 ns内，电感上的电压应该保持恒定。假设电感电流达到800 A时电容器的电压跌落为5%，且电容器损失的能量全部转移至负载电感。
由电容的能量公式计算储能电容C损失的能量
（单位为J）为
（2）
再由电感的能量公式计算负载电感L获得的能量
（单位为J）为
（3）
最后根据WC=WL，得到4级电流发生器等效的储能电容C'≈0.656 μF，所以每级发生器的等效电容为4 C'，每个FB-MMC的储能电容为2 C'=1.312 μF。实际上，由于杂散电感及磁心损耗等的存在，储能电容的能量不可能完全转移至负载电感。如果总的杂散电感为400 nH，则只有50%的电容能量能转移至负载电感。因此为了保证脉冲放电时的能量供给，储能电容要留有较大裕度。此外，在电感电流的下降阶段虽然会有一部分能量回馈到储能电容，但是整个过程依然伴随着能量损失。而且在10 kHz的高频脉冲串放电期间，高压直流电源给储能电容补充的能量可以忽略不计（高压直流电源的充电电流很小），为保证脉冲串内的后续脉冲电流幅值不至于跌落太多，储能电容也应足够大。本文最终选用KEMET公司的C4AQPBW5170M3OJ型金属化聚丙烯薄膜电容器作为储能电容。该电容的电容值为17 μF，直流耐压为1 200 V，脉冲耐流达765 A，且自感仅为13 nH，各项指标均能达到发生器的设计要求。
利用磁心即可构成图2中1:1的脉冲变压器，所需磁心截面积S应满足伏秒平衡，即
（4）
式中，Bs为饱和磁感应强度；Br为剩余磁感应强度；Ui为储能电容的电压值，其最大值为500 V；T1为放电的持续时间，即Ui施加的持续时间；k为填充系数。忽略放电过程中储能电容的电压降落，则式（4）简化为
（5）
在本文的电流发生器中，T1亦为输出电流的上升时间，其最大值为600 ns。
本文选用无锡兰友电子科技有限公司生产的1K107型铁基纳米晶磁心，该产品的Bs=1.2 T、Br=0.3 T、k=0.75。再根据式（5），最终选用高度为25 mm、外径为100 mm、内径为50 mm的磁心。
在发生器工作过程中，由于IGBT自感的存在，IGBT在关断较大的感性电流时会产生很大的di/dt，此时IGBT的集射极之间会产生较大的关断浪涌电压，本文考虑从两个方面来限制浪涌电压的峰值。
2.2.1 驱动电路的设计
为了降低IGBT的通态损耗，提高IGBT的载流能力，本文将正向栅极驱动电压设置为20 V。此外，为了保证IGBT能在电流较大的情况下可靠关断，防止大电流环境引发电磁干扰而导致IGBT误导通的情况出现，需要给IGBT配备负电压驱动，本文设置为-5 V。最终选用MGJ2D242005SC型隔离模块，该隔离模块的直流隔离电压达5.2 kV，可输出+20 V、-5 V的直流电压，且输出功率达2 W。
驱动电阻的最小值按照驱动电路不发生振荡的条件设定，考虑到本文是2个IGBT并联，等效的栅极电容值较大，再结合后续的测试情况，本文将驱动电阻的最小值设置为0.82 Ω。
关断浪涌电压的峰值与IGBT的关断速度正相关，因此可通过增大驱动电阻值来降低其关断速度，从而降低其过电压峰值。再考虑到本文的发生器输出的是较窄的ns脉冲，IGBT导通时的驱动电阻不能太大，否则会导致IGBT栅极电压上升缓慢，在导通时间较短时，IGBT可能会一直在栅极电压低于20 V的状态下工作，这对IGBT不利。因此，本文最终考虑驱动电阻的最大值为5.52 Ω。
选用IXDN609PI作为IGBT的驱动芯片，本文最终设计的驱动电路包含在图8中，其中Ron=0.82 Ω，Roff=4.7 Ω，由Avago公司的光纤接收头HFBR-2412TZ产生控制信号。由于二极管VDon的作用，IGBT导通时的驱动电阻为0.82 Ω，关断时的驱动电阻为5.52 Ω，刚好满足以上设计要求。
图8 FB-MMC及其缓冲电路的原理
Fig.8 Principle of FB-MMC and its buffer circuit
2.2.2 过电压保护电路的设计
2.2.1节虽然已经通过合理地设置IGBT关断时的驱动电阻值来降低其关断时的浪涌电压，但是此时的IGBT关断速度依然较快，关断浪涌电压的峰值较大，这可能会威胁IGBT的正常运行。因此，有必要给IGBT配备过电压保护电路。
FB-MMC及其缓冲电路的原理如图8所示（图中省略了2块开关板的缓冲电路，实际电路中的每块开关板均配备了相同的缓冲电路）。本文选用放电阻止型RCD缓冲电路作为IGBT的过电压保护电路，该电路对IGBT的关断浪涌电压具有较好的吸收效果，且电路损耗低，非常适合应用于高频场合[35-37]，该电路的主要参数见表4。
表4 过电压保护电路的参数
Tab.4 Parameters of the overvoltage protection circuit
元件类型型号参数 吸收电容Cs3MKP1848540924K21 200 V, 400 A, 4 μF 电阻Rs3金属氧化膜电阻10 W, 5 Ω 二极管VDs3PCDP20120G11 200 V, 960 A
完成以上主要硬件的基本设计和选型后，对电路进行了初步的测试，测试发现FB-MMC中的各开关板之间存在静态不均压的问题。如果FB-MMC中桥臂开关动作时的静态电压未恢复至1/2充电电压附近，则相邻桥臂的非动作开关两端会出现较大的电压过冲，有发生开关击穿的危险，因此本文考虑在开关板两端并联电阻（即图8中的Rj3，其参数为15 W，30.33 kΩ）来保证各桥臂的静态均压。
由图8可知，开关板上主要包括静态均压电阻、IGBT及其驱动电路；再将储能电容、磁心及放电阻止型RCD缓冲电路的相关器件等焊接至基板；最后再根据图2中的连接关系将开关板依次插到基板的相应位置。为了降低放电回路的杂散电感，在每级发生器中，使用厚度为0.5 mm的铜片穿过位于基板中央的磁心，构成每级发生器1:1脉冲变压器的一次侧；用宽度为20 mm、厚度为0.4 mm的铜带依次穿过4级发生器的所有磁心形成变压器二次侧；负载电感则接在铜带上。4级双极性LTD型脉冲电流发生器的样机如图9所示。
图9 电流发生器实物图
Fig.9 Physical diagram of current generator
本文使用天津东文公司的DW-P102-1500AC17型高压直流电源对发生器进行充电，负载为手工绕制的0.4 μH的电感线圈。选择力科公司的PPE5kV型高压探头测量电压、Pearson公司的6600型电流传感器测量电流，并使用力科公司的HDO6034A型示波器显示电压及电流波形。
不同控制脉宽下的IGBT驱动波形如图10所示。IGBT不动作时的驱动电压保持在-5 V，且驱动波形的上升过程并未出现振荡，驱动波形的下降速度较为缓慢，有利于降低IGBT的关断速度，这表明本文的驱动电路设计是合理的。
图10 IGBT的驱动波形
Fig.10 Waveforms of IGBT driving
将图9中的电流发生器样机对应到图2，IGBT导通的时序设置为图11a（发生器共4级，所以0≤i≤4；每级并联2个FB-MMC，所以0≤j≤2），导通时间tw=600 ns，再逐步将充电电压升至500 V，测试第4级发生器中FB-MMC的下桥臂开关Q441、Q442及上桥臂开关Q341的集射极电压Uce波形如图12所示。在图12a中，2个IGBT的导通压降相等，且关断过程中Uce的变化过程也与峰值一致，所以可以认为脉冲电流在2个并联的FB-MMC之间均匀分配，且开关的动作基本同步。同时，在图12b和图12c中，IGBT关断时的Uce峰值均被限制在900 V左右，IGBT不会击穿，过电压保护满足电路需求。后续测试其余IGBT的Uce波形情况也是一致的，整个发生器中的FB-MMC均能正常工作。
图11 IGBT导通的时序简图
Fig.11 Timing diagram of IGBT turn-on
图12 IGBT的Uce波形
Fig.12 Uce waveforms of IGBT
保持发生器的充电电压为500 V，按照图11a的时序依次控制IGBT的导通时间tw分别为300、400、500、600 ns，发生器输出脉宽不同的三角波如图13所示。电感电流近似以相同的速率线性上升，其幅值与上升时间近似成正比，这说明对于单个脉冲而言，该发生器的储能电容值足够大。同脉宽的正负极性脉冲电流的幅值与波形基本没有区别，这验证了正负极性放电路径电路参数的一致性，即该电流发生器样机具有较好的对称性。
图13 不同IGBT导通时间的三角波输出
Fig.13 Triangular wave output with different IGBT turn-on time
图13中电流的下降速率基本一致，即载流子的消耗速率不变，因此IGBT导通时间越长，寄生二极管会积聚更多的载流子，二极管的反向恢复电流会越大，反向恢复时间越长。这表现为电感电流第一次过零后的反向电流越大，持续时间越长。
按照图11a的时序保持IGBT的导通时间tw为600 ns不变，逐渐改变发生器的充电电压。以正极性为例，发生器可以正常输出如图14所示的脉冲电流，且脉冲电流的上升、下降速率均正比于充电电压，满足式（1）的规律。因此充电电压越高，载流子的消耗速度越快，二极管的反向恢复电流越大，反向恢复时间越短。这表现为电感电流第一次过零后的反向电流幅值越大，但是持续时间越短。
图14 不同电压时的正极性三角波输出
Fig.14 Positive polarity triangular wave output in different voltages
当进行离体肿瘤细胞杀伤实验时，针对不同的细胞数量、种类等可能需要不同波形的脉冲磁场，因此需要脉冲发生器具备一定的波形调制能力。
固定发生器的充电电压为350 V，按照图11b所示的时序控制IGBT动作，发生器可输出梯形波，即图15中的“无补偿”曲线。实际电路存在的损耗导致电感电流进入持续约400 ns的续流过程之后出现一定的幅值跌落，梯形波的顶部为一条稍向下的斜线。在续流过程中，如果控制4级发生器中的1级持续放电，这相当于给电感施加了正向电压，电感会获得一定的能量补给，如图15中的“过补偿”曲线，梯形波的顶部变为一条稍向上的斜线，这是因为补给的能量大于损耗。实际上，如果能控制补给的能量刚好等于损耗，发生器即可输出平顶的梯形波。
图15 正极性的梯形波输出
Fig.15 Positive polarity trapezoidal output
保持充电电压为350 V，按照图11c所示的时序控制IGBT动作，此时发生器可以输出如图16a所示的阶梯波，该阶梯波的电流幅值大于600 A，足以证明该电流发生器具有强大的波形调制能力。同时，图16b表明该发生器的正负极性的输出是独立的，互不影响。实际应用时可以根据需求，独立调节正极性或负极性的脉冲输出。
图16 发生器的阶梯波输出
Fig.16 Staircase wave output from the generator
将发生器的充电电压设置为500 V，按照图11a的开关时序（tw=600 ns）持续工作，发生器的输出电流波形如图17所示。高频工作时发生器的输出波形稳定，脉冲电流幅值接近800 A，这说明该发生器能够稳定地输出频率为10 kHz的双极性脉冲电流。
图17 高频下发生器的输出电流
Fig.17 Output current of generator in high repetition rate
综上所述，本文研制的双极性LTD型脉冲电流发生器可在0.4 μH的电感负载下产生±800 A的脉冲电流，且可实现灵活的波形调制，最高工作频率达10 kHz，可为高频双极性脉冲磁场对离体肿瘤细胞活性的影响实验提供硬件平台。
在本文中，结合FB-MMC拓扑及LTD拓扑的优势，使用IGBT作为固态开关，研制了一台可用于电感负载的双极性脉冲电流发生器。得到如下结论：
1）FB-MMC拓扑与LTD结合后的脉冲电流发生器既具有LTD型发生器的一般优势，又具备灵活的波形调制功能，且充电过程无需开关动作，消除了充电时电流对开关的损耗，增加了固态开关工作在频率较高或电流较大的状态下的稳定性。
2）由于FB-MMC拓扑的存在，该LTD型电流发生器可在不使用有源去磁电路的情况下实现高频双极性工作，而不会出现磁心饱和问题。
3）本文研制的脉冲电流发生器可在电感负载下输出±800 A的脉冲电流，电流的上升时间为600 ns。发生器的最高工作频率达10 kHz，且能输出三角波、梯形波及阶梯波等多种波形。
综上所述，该发生器结合了FB-MMC和LTD两种脉冲功率拓扑的优势，结构紧凑简单，对电路的设计可以灵活调节，可应用于脉冲磁场治疗肿瘤的医学实验研究。
参考文献
[1] Kranjc S, Kranjc M, Scancar J, et al. Electrochemotherapy by pulsed electromagnetic field treatment (PEMF) in mouse melanoma B16F10 in vivo[J]. Radiology and Oncology, 2016, 50(1): 39-48.
[2] Novickij V, Grainys A, Kučinskaitė-Kodzė I, et al. Magneto-permeabilization of viable cell membrane using high pulsed magnetic field[J]. IEEE Transactions on Magnetics, 2015, 51(9): 1-5.
[3] Novickij V, Girkontaitė I, Zinkevičienė A, et al. Reversible permeabilization of cancer cells by high sub-microsecond magnetic field[J]. IEEE Transactions on Magnetics, 2017, 53(11): 1-4.
[4] Novickij V, Grainys A, Novickij J, et al. Irreversible magnetoporation of micro-organisms in high pulsed magnetic fields[J]. IET Nanobiotechnology, 2014, 8(3): 157-162.
[5] 储贻道. 高变化率脉冲磁场的产生及其对肿瘤细胞带电粒子的影响[D]. 重庆: 重庆大学, 2015.
[6] 代璐健. 纳秒脉冲磁场联合靶向纳米氧化铁杀伤A375细胞的实验研究[D]. 重庆: 重庆大学, 2021.
[7] Golovin Y I, Gribanovsky S L, Golovin D Y, et al. Towards nanomedicines of the future: remote magneto-mechanical actuation of nanomedicines by alternating magnetic fields[J]. Journal of Controlled Release, 2015, 219: 43-60.
[8] Naud C, Thébault C, Carrière M, et al. Cancer treatment by magneto-mechanical effect of particles, a review[J]. Nanoscale Advances, 2020, 2(9): 3632-3655.
[9] Lopez S, Hallali N, Lalatonne Y, et al. Magneto-mechanical destruction of cancer-associated fibroblasts using ultra-small iron oxide nanoparticles and low frequency rotating magnetic fields[J]. Nanoscale Advances, 2022, 4(2): 421-436.
[10] Kim D H, Rozhkova E A, Ulasov I V, et al. Biofunctionalized magnetic-vortex microdiscs for targeted cancer-cell destruction[J]. Nature Materials, 2010, 9(2): 165-171.
[11] 王晓雨, 董守龙, 马剑豪, 等. 一种新型的双极性Marx高重频脉冲发生器[J]. 电工技术学报, 2020, 35(4): 799-806. Wang Xiaoyu, Dong Shoulong, Ma Jianhao, et al. A novel high-frequency pulse generator based on bipolar and Marx topologies[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(4): 799-806.
[12] Canacsinh H, Redondo L M, Silva J F. Marx-type solid-state bipolar modulator topologies: performance comparison[J]. IEEE Transactions on Plasma Science, 2012, 40(10): 2603-2610.
[13] Redondo L M, Kandratsyeu A, Atkinson T, et al. Testing of a bipolar solid-state Marx generator for berlin BESSY II injection kicker system[J]. IEEE Transactions on Plasma Science, 2021, 49(6): 1936-1940.
[14] Zhong Zhengyi, Rao Junfeng, Liu Haotian, et al. Review on solid-state-based Marx generators[J]. IEEE Transactions on Plasma Science, 2021, 49(11): 3625-3643.
[15] 田波, 吴郁, 黄淮, 等. 面向低压高频开关应用的功率JFET的功耗[J]. 电工技术学报, 2009, 24(8): 106-110. Tian Bo, Wu Yu, Huang Huai, et al. Power loss of power JFET facing to low voltage and high frequency switching application[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2009, 24(8): 106-110.
[16] 魏云海, 陈民铀, 赖伟, 等. 基于IGBT结温波动平滑控制的主动热管理方法综述[J]. 电工技术学报, 2022, 37(6): 1415-1430. Wei Yunhai, Chen Minyou, Lai Wei, et al. Review on active thermal control methods based on junction temperature swing smooth control of IGBTs[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(6): 1415-1430.
[17] Elserougi A A, Abdelsalam I, Massoud A M, et al. A full-bridge submodule-based modular unipolar/ bipolar high-voltage pulse generator with sequential charging of capacitors[J]. IEEE Transactions on Plasma Science, 2017, 45(1): 91-99.
[18] 米彦, 万晖, 卞昌浩, 等. 基于模块化多电平换流器的模块化前后沿可调高压纳秒脉冲发生器的研制[J]. 电工技术学报, 2020, 35(6): 1279-1289. Mi Yan, Wan Hui, Bian Changhao, et al. Design of modular high-voltage nanosecond pulse generator with adjustable rise/fall time based on modular multilevel converter topologies[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(6): 1279-1289.
[19] 米彦, 陈嘉诚, 许宁, 等. 基于辅助充电支路的模块化多电平变换器结构高频纳秒脉冲发生器[J]. 电工技术学报, 2021, 36(2): 435-444. Mi Yan, Chen Jiacheng, Xu Ning, et al. High frequency nanosecond pulse generator based on modular multilevel converter structure with auxiliary charging branch[J]. Transactions of China Electro-technical Society, 2021, 36(2): 435-444.
[20] 周良骥. 快脉冲直线变压器驱动源(LTD)技术初步研究[D]. 绵阳: 中国工程物理研究院, 2006.
[21] 王淦平. 直线变压器工作特性研究[D]. 绵阳: 中国工程物理研究院, 2009.
[22] Collier L, Dickens J, Mankowski J, et al. Performance analysis of an all solid-state linear transformer driver[J]. IEEE Transactions on Plasma Science, 2017, 45(7): 1755-1761.
[23] 江伟华. 基于半导体开关的高重频LTD[J]. 高电压技术, 2015, 41(6): 1776-1780. Jiang Weihua. High-frequency repetitive LTD based on semiconductor switches[J]. High Voltage Engineering, 2015, 41(6): 1776-1780.
[24] Kazemi M R, Sugai Taichi, Tokuchi A, et al. Waveform control of pulsed-power generator based on solid-state LTD[J]. IEEE Transactions on Plasma Science, 2017, 45(2): 247-251.
[25] Rao Junfeng, Zhu Yicheng, Wang Yonggang, et al. Study on the basic characteristics of solid-state linear transformer drivers[J]. IEEE Transactions on Plasma Science, 2020, 48(9): 3168-3175.
[26] 郭帆, 贾伟, 谢霖燊, 等. 基于半导体开关和LTD技术的高重频快沿高压脉冲源[J]. 强激光与粒子束, 2016, 28(5): 119-123. Guo Fan, Jia Wei, Xie Linshen, et al. High power high repetitive frequency generator based on MOSFET and LTD technology[J]. High Power Laser and Particle Beams, 2016, 28(5): 119-123.
[27] 江伟华, 须贝太一, 德地明. 基于固态LTD的大容量脉冲功率电源[J]. 电力电子技术, 2021, 55(10): 2-4, 33. Jiang Weihua, Sugai T, Tokuchi A. Large-capacity pulsed power generators based on solid-state LTD[J]. Power Electronics, 2021, 55(10): 2-4, 33.
[28] 董守龙, 王艺麟, 曾伟荣, 等. 一种全固态多匝直线型变压器驱动源的研制[J]. 电工技术学报, 2020, 35(7): 1584-1591. Dong Shoulong, Wang Yilin, Zeng Weirong, et al. The development of all solid-state multi-turn linear transformer driver[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(7): 1584-1591.
[29] 李兰茜, 丁卫东, 孙国祥, 等. 基于推挽电路的双极性长脉宽单级LTD模块[J]. 高电压技术, 2022, 48(3): 1168-1176. Li Lanxi, Ding Weidong, Sun Guoxiang, et al. Bipolar long pulse width single LTD module based on push-pull circuit[J]. High Voltage Engineering, 2022, 48(3): 1168-1176.
[30] 饶俊峰, 吴施蓉, 朱益成, 等. 双极性固态直线变压器驱动器的研制[J]. 强激光与粒子束, 2021, 33(6): 55-64. Rao Junfeng, Wu Shirong, Zhu Yicheng, et al. Development of bipolar solid-state linear transformer driver[J]. High Power Laser and Particle Beams, 2021, 33(6): 55-64.
[31] 唐潇, 孙文杰, 何明祖, 等. 双极性直线型变压器驱动源的研制[J]. 强激光与粒子束, 2021, 33(6): 36-43. Tang Xiao, Sun Wenjie, He Mingzu, et al. A bipolar nanosecond pulse source based on liner transformer driver[J]. High Power Laser and Particle Beams, 2021, 33(6): 36-43.
[32] Feng Yu, Sugai Taichi, Jiang Weihua. Solid-state bipolar linear transformer driver using inductive energy storage[J]. IEEE Transactions on Plasma Science, 2021, 49(9): 2887-2892.
[33] Mi Yan, Xu Ning, Chen Jiacheng, et al. High-frequency bipolar solid-state LTD based on a self-triggering H-bridge[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2022, 37(5): 5898-5907.
[34] Mi Yan, Dai Lujian, Xu Ning, et al. Viability inhibition of A375 melanoma cellsin vitroby a high-frequency nanosecond-pulsed magnetic field combined with targeted iron oxide nanoparticles via membrane magnetoporation[J]. Nanotechnology, 2021, 32(38): 385101.
[35] 宁大龙, 同向前, 李侠, 等. IGBT串联器件门极RCD有源均压电路[J]. 电工技术学报, 2013, 28(2): 192-198. Ning Dalong, Tong Xiangqian, Li Xia, et al. Design of RCD active gate control circuit for series connected IGBTs[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2013, 28(2): 192-198.
[36] 冯锟, 杨婳, 陈超, 等. 短路故障下直流固态断路器缓冲电路的设计[J]. 电力系统保护与控制, 2018, 46(3): 97-102. Feng Kun, Yang Hua, Chen Chao, et al. Design of snubber circuit for DC solid-state circuit breaker in short-circuit fault[J]. Power System Protection and Control, 2018, 46(3): 97-102.
[37] 郝林钊, 何山, 王维庆, 等. 一种基于CR-CD型电路的直驱风机变流器IGBT过电压保护电路研究[J]. 电力系统保护与控制, 2019, 47(9): 150-157. Hao Linzhao, He Shan, Wang Weiqing, et al. Research on IGBT overvoltage protection circuit of direct drive wind turbine converter based on CR-CD circuit[J]. Power System Protection and Control, 2019, 47(9): 150-157.
Abstract Among the cancer treatment methods based on pulsed power technology, the treatment method using bipolar pulsed magnetic field treatment has obvious advantages. For the way of generating a magnetic field through a current coil, the key is to develop a bipolar pulse current generator that can be used for inductive loads, which is the research goal of this paper. Marx, modular multilevel converter (MMC) and linear transformer drive (LTD) are commonly used pulse generator topologies, but the above individual topologies have obvious defects in the application background of this paper. Therefore, this paper pioneers the advantages of modular full-bridge multilevel converter (FB-MMC) topology with LTD topology to develop a bipolar pulse current generator. With the advantages of LTD topology, the generator can output a large pulse current, and the charging process of the energy storage capacitor does not require additional switching action, which can reduce the loss of switching; With the advantages of FB-MMC topology, the generator has flexible waveform modulation capabilities and forms a bipolar operating mode, which effectively avoids the problem of core saturation in LTD and is conducive to the high-frequency operation of the generator.
Firstly, the topological principle of the generator developed in this paper is introduced. When the generator works under inductive load, each stage of the generator has four working states: charging mode, discharge mode, freewheeling mode and energy recovery mode, of which the freewheeling mode is dispensable in the process of generator operation. By controlling the presence or absence of freewheeling mode, and then flexibly combining with the other two modes of different stage generators (discharge mode and energy recovery mode), the output waveform can be modulated. Secondly, the hardware circuit of the generator is designed and selected. First, determine the target parameters of the generator according to the experimental background, and then select the main switch and energy storage capacitor with reference to the parameters, and design the driving circuit and overvoltage protection circuit of the switch. In this paper, the Kelvin encapsulated IGBT is selected as the main switch, and the two IGBTs are considered for use in parallel. The drive circuit designed in this paper makes the parallel IGBT conduction speed fast and the shutdown speed slow, and ensures that the IGBT is in a negative voltage state when it is turned off. This reduces the overvoltage amplitude of the IGBT when turning off the inductive current to a certain extent, improves the reliability of the IGBT shutdown, and avoids misleading conditions. At the same time, a suitable discharge blocking RCD buffer circuit is designed to further protect the IGBT from overvoltage breakdown.
Finally, a prototype of a 4-stage all-solid-state bipolar LTD pulse current generator is developed and tested for performance. The test results show that the generator can output a pulse current of ±800 A under an inductive load with a rise time of 600 ns. The generator operates at a maximum frequency of 10 kHz and has flexible waveform modulation to output a variety of waveforms such as triangle waves, trapezoidal waves, and step waves.
In summary, the generator designed in this paper combines the advantages of FB-MMC and LTD pulse power topologies, has a compact and simple structure, and can flexibly adjust the circuit design, which can be applied to the medical experimental research of pulsed magnetic field for tumor treatment.
keywords：Bipolar linear transformer drive, modular full-bridge multilevel converter, inductive load, waveform modulation, IGBT
国家自然科学基金项目（52077022）和“111”引智项目（BP0820005）资助。
收稿日期 2022-05-07
改稿日期 2022-06-19
DOI:10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.220764
中图分类号：TM832
许 宁 男，1997年生，硕士研究生，研究方向为大功率脉冲电源的研制及其应用。E-mail：xuning971116@163.com
米 彦 男，1978年生，教授，博士生导师，研究方向为高电压新技术。E-mail：miyan@cqu.edu.cn（通信作者）
（编辑 李冰）