图1 基于移相全桥的隔离型SWISS整流器拓扑
Fig.1 Isolated SWISS rectifier based on phase-shifted full-bridge topology
摘要 目前，电流源型SWISS整流器普遍存在硬开关与开关应力大等问题，严重影响了整流器的功率密度。为了改善高功率应用场合中的效率，该文在原有的隔离型双移相全桥SWISS整流器拓扑的基础上，针对该拓扑存在的滞后桥臂软开关范围窄的问题，提出一种带有中点电容钳位的改进型基于双移相全桥的SWISS整流器。传统全桥的滞后桥臂软开关严重依赖漏感存储能量，只能在较大负载时实现软开关，而该文提出的拓扑通过独立设计超前桥臂和滞后桥臂的变压器，使得在负载较轻时可以同时利用变压器一次侧漏感与一次侧励磁电感共同辅助滞后管寄生电容充放电，实现滞后管的软开关，而不增加过多的额外损耗。该文具体分析滞后管开关的死区时间内，电路的详细工作状态，建立各项电路参数与滞后管软开关实现之间的关系。最后通过仿真模型与样机模型验证了理论分析的正确性以及改进型拓扑的可行性。
关键词：SWISS整流器 滞后管 励磁电感 软开关
单级式整流器如今已被广泛研究应用[1-3]，包括功率密度的提高、效率的改进以及控制策略的优化等[4-8]。SWISS整流器作为一种降压型三相整流器，具有高效率及宽输出电压调节范围等特性，被应用于许多非隔离的场合[9-10]。针对电气隔离的需求，有学者提出了一种带有谐振复位的三相隔离型正激SWISS整流器，将原有的Buck结构替换成一个正激变换器从而实现隔离[11-12]。这种新颖的拓扑不仅可以实现单级式隔离，还能够达到很高的效率。然而，硬开关带来的开关频率的限制以及三相隔离型正激SWISS整流器存在的变压器单向磁化等问题，使其在高功率应用场合难以提高功率密度。
为此，依据现有的移相全桥变换器[13-14]的研究基础，文献[15]提出了一种基于移相全桥的隔离型SWISS整流器拓扑如图1所示，实现了功率密度的提高。但是，该拓扑沿用了传统的全桥拓扑，使得滞后桥臂的开关管完全依赖隔离变压器漏感储存的能量实现软开关，从而造成滞后管的软开关范围窄，仅能在较大负载时实现软开关。
图1 基于移相全桥的隔离型SWISS整流器拓扑
Fig.1 Isolated SWISS rectifier based on phase-shifted full-bridge topology
为了实现宽负载范围的软开关[16-17]，本文提出了一种带有中点电容钳位的改进型基于双移相全桥的SWISS整流器。首先，介绍了隔离型双移相全桥SWISS整流器的基本原理，以及改进型拓扑的优化结构，并具体分析了滞后桥臂软开关的工作模态；接着，通过仿真模型与样机模型对改进型拓扑的软开关性能进行实验验证；最后，对全文进行总结。
基于移相全桥的隔离型SWISS整流器主要由简单的三相LC滤波器、输入电压扇区选择器及两组具有电气隔离能力的移相全桥DC-DC模块构成。输入电压扇区选择器由一个三相不控整流桥和三组低频双向开关构成。
将输入扇区选择器模块简化为如图2所示的电路，可知输入电压在一个理想电网周期内存在6个扇区，波形如图2所示。在理想电网条件下，正母线电流ip和负母线电流in可分别根据三相整流桥的正负母线电压upN和unN给出，upN和unN波形呈类三角形，最大为输入电压峰值的1.5倍，从而低频注入的电流iY可由正负母线电流之差得到。
图2 输入电压扇区选择器波形
Fig.2 Input voltage section selector waveforms
输入电流正弦调制波形如图3所示，上述3个电流通过拓扑的两组移相全桥移相角的高频调制，即可实现输入电流的正弦调制。在实际应用中，可采用锁相环电路配合软件控制实现正弦调制，不仅简单可靠，而且可以通过软件补偿一定的输入电压的相位。因此，拓扑可以实现接近单位功率因数的状态运行。
图3 输入电流正弦调制波形
Fig.3 Input current sinusoidal modulation waveforms
图1拓扑滞后桥臂开关管的开关时刻等效模态如图4所示，变压器一次侧励磁电感Lpm、Lnm电压被钳位在0，仅一次侧漏感Lpr、Lnr参与滞后管寄生电容Cp4、Cn4的充放电，Sp2、Sn2的续流二极管VDp2、VDn2提供电流通路，直到寄生电容电压充至电压扇区选择器输出的电压upY和uYn，Sp3和Sn3的体二极管VDp3、VDn3续流导通，实现零电压开通。但受到漏感的影响，滞后管的软开关能力并不理想，仅能在较大负载时较好地实现软开关，一旦负载变轻，滞后管将变为硬开关，增加了电路的开关损耗，降低了拓扑的效率。针对基于移相全桥的隔离型SWISS整流器存在滞后桥臂开关管软开关范围窄的问题，本文提出一种带有中点电容钳位的改进型基于双移相全桥的隔离型SWISS整流器拓扑如图5所示。
图4 滞后桥臂软开关等效电路
Fig.4 Equivalent soft switching circuits of lagging bridge switches
图5 带有中点电容钳位的改进型的基于双移相全桥的隔离型SWISS整流器拓扑
Fig.5 Isolated dual phase-shifted full-bridge SWISS rectifier with an improved topology having mid-point clamp capacitors
与原有的拓扑相比，每组移相全桥的隔离变压器数量调整为各两个，单组移相全桥的两个变压器一次侧串联连接，且两个变压器不对称，中点接出并添加钳位电容。两组移相全桥的4个变压器的二次侧串联连接，二次侧为倍流整流电路，原来单个滤波电感拆分为两个各一半的滤波电感。
假设电路中元器件均为理想元器件，T1、T2记为p组移相全桥变压器，Lpr1为变压器T1的一次侧漏感，Lpm1为一次侧励磁电感，Lpr2为变压器T2的一次侧漏感，Lpm2为一次侧励磁电感，C1、C2为钳位电容，Spi为高频开关，Cpi为对应寄生电容，VDpi为体二极管，i
{1,2,3,4}；T3、T4为n组移相全桥变压器，Lnr1为变压器T3的一次侧漏感，Lnm1为一次侧励磁电感，Lnr2为变压器T4的一次侧漏感，Lnm2为一次侧励磁电感。C3、C4为钳位电容，Snj为高频开关，Cnj为对应寄生电容，VDnj为体二极管，j{1,2,3,4}，Ch为两组高频开关的寄生电容大小平均值，VDs1、VDs2为二次侧整流二极管，Cs1、Cs2为对应的寄生电容，大小均为Cs，Ldc1、Ldc2为输出滤波电感，Cdc为输出滤波电容，由于4个变压器二次侧串联，则is为二次电流，且折合到一次侧的负载电流相等，为it。假设
，则在一个高频开关周期内，高频开关的主要波形如图6所示，两组移相全桥电路共有16种开关模态，如图7所示。
图6 开关模态的主要波形
Fig.6 Main waveforms of switching process
模态0（t0）：在t0时刻前，Sp2、Sp3、Sn2和Sn3、4个高频开关导通，一次电流由upy、uyn流经Sp2、Sp3、Sn2和Sn3 4个高频开关及变压器一次绕组。
图7 开关模态的等效电路
Fig.7 Equivalent circuits of switching modes
模态1[t0,t1)：t0时刻，Sn2断开。变压器T4的一次电流从Sn2转移到开关管结电容Cn1和Cn2支路，Cn2充电同时Cn1放电。至t1时刻，开关结电容Cn1放电完成，开关管Sn1漏源极电压下降至零，此时Sn1的寄生二极管自然导通，提供n组全桥一次电流的通路。t0～t1的持续时间Δt01表示为
（1）
模态2[t1,t2)：由于Sn1在t1时刻之后开通，且此时Sn1的寄生二极管流过电流，因此Sn1为零电压软开关（Zero Voltage Switching, ZVS）开通。若要实现Sn1的ZVS开通，则死区时间td1满足
（2）
式中，
为
的最大值。t2时刻，T3、T4组变压器电流降至I2。
模态3[t2,t3)：与模态1类似，t2时刻，开关管Sp2关断，电流从Sp2转移到开关管结电容Cp1和Cp2支路，Cp2充电同时Cp1放电。至t3时刻，开关结电容Cp1放电完成，开关管Sp1漏源极电压下降至零，此时Sp1的寄生二极管自然导通，提供p组全桥一次电流的通路。t2～t3的持续时间Δt23表示为
（3）
模态4[t3,t4)：与模态2类似，Sp1开通时其寄生二极管流过电流，因此Sp1实现ZVS，且死区时间td2需要满足
（4）
式中，upYmax为upY的最大值。t4时刻，n组全桥变压器一次电流降至I3。
模态5[t4,t5)：t4时刻，开关管Sp3与Sn3同时关断，且两组移相全桥的电路参数相同，可以认为两组移相全桥的模态完全等效。以Sp3为例，电流从Sp3转移到开关管结电容Cp3与Cp4支路，Cp3充电的同时Cp4放电。由于该模态下二次侧处于续流状态，即4个变压器二次侧串联绕组被短路，励磁电感电压始终被钳位在0，所以仅一次侧漏感提供Cp3的充电电流，等效电路如图8所示。由于漏感上存储的能量很少，因此漏感能量被迅速抽走，漏感上的电流急剧下降，至二次侧整流二极管VDs2关断，二极管寄生电容Cs2两端电压充至kupY，此过程持续时间tr为
（5）
其中
（6）
图8 p组全桥t4时刻一次侧等效电路
Fig.8 Equivalent circuit of p full-bridge at t4
t4+tr时刻，原本流经Ldc1上的负载电流将流过变压器二次侧续流，即可以等效为一个恒流源折合到一次侧，又一次侧励磁电感电流可以视为保持一定，于是一次侧漏感流经的电流可以视为恒定不变的，为一次侧励磁电感与折合到一次侧的直流滤波电感Ldc1上的负载电流之差，等效电路如图9所示。此阶段寄生电容Cp3为恒流充电，直到充至upY为止，此过程的持续时间tD为
（7）
图9 p组全桥t4+tr时刻一次侧等效电路
Fig.9 Equivalent circuit of p full-bridge at t4+tr
其中
（8）
（9）
t5时刻，寄生电容Cp3两端电压充至upY，本模态结束。同样，Sn3的工作模态与其类似，且uYn＜upY，故寄生电容Cn3端电压在t5时刻之前的
时刻便已充满。
与传统移相全桥的滞后管软开关过程相比，传统的软开关过程只有一个tr的时间，而本文提出的改进型拓扑比传统拓扑增加了一个漏感恒流充电的过程tD，正是利用了改进型拓扑中二次侧的倍流整流电路，加大了直流侧滤波电感的纹波，使得在滞后管关断的时间内，可以出现直流侧滤波电感电流小于励磁电流的情形，使得部分励磁电流可以辅助滞后管的寄生电容恒流充电，而不需要过分地依赖一次侧漏感。
模态6[t5,t6)：t5时刻，体二极管VDp4、VDn4续流导通，因此Cp4和Cn4若要实现零电压开通，只需满足
（10）
式中，td3为p组移相全桥滞后管Sp3、Sp4的死区时间。同理，n组移相全桥的死区时间所需的条件类似。
t6时刻，变压器一次电流it下降至零，开关管Sp1、Sp4、Sn1和Sn4的体二极管自然关断。
模态7[t6,t7)：t6时刻，开关管Sp1、Sp4、Sn1和Sn4开始流过正向电流，变压器一次电流由正转负，并负向增加。两个输入电压upY和uYn分别加在两组移相全桥变压器一次侧的两个漏感上，it继续保持负向上升。t7时刻，变压器二次绕组电流升至滤波电感电流，模态7结束。
模态8[t7,t8]：t7时刻起，两个输入电源同时开始向负载传递能量。t8时刻，Sn1关断，开始另一个半周，工作状态与上述8个模态类似。
第1节阐述了带有中点电容钳位的改进型基于双移相全桥的隔离型SWISS整流器的高频开关工作模态，具体分析了滞后桥臂开关管在改进后的拓扑中能够有较宽的软开关范围，实现了在轻载条件下的软开关。为了验证该改进型拓扑原理的正确性以及宽软开关范围的可实现性，在Saber搭建该拓扑的仿真模型，具体的设计参数见表1。
表1 软开关仿真参数
Tab.1 Soft switching simulation specifications
参数数值 三相输入电压Vin/V343～420 三相输入频率f/Hz50 输出直流电压Uo/V400 输出功率P/kW3.2 直流侧滤波电感Ldc1,Ldc2/mH1.2 直流侧滤波电容Cdc/μF750 变压器一次侧漏感 Lpr1,Lnr1/nH300 Lpr2,Lnr2/nH400 变压器一次侧励磁电感Lpm1,Lnm1/μH350 Lpm2,Lnm2/μH2.0 变压器电压比k/mH1:2.5
以滞后桥臂的开关管Sp3、Sn3为例，验证其软开关的波形，如图10所示，其中Sp1～Sp4、Sn1～Sn4分别为开关管Sp1～Sp4、Sn1～Sn4的驱动逻辑信号，i(short.Sn3)和i(short.Sp3)分别为流过开关管Sn3和Sp3的电流，v(c.Cn3)和v(c.Cp3)分别为寄生电容Cn3和Cp3两端的电压。从仿真波形可以看出，在Sp4开通之前，其体二极管仍在流过电流，即为零电压开通。根据移相全桥整流器工作的对称性可以推断，改进型拓扑的两组滞后桥臂的4个滞后管均能够实现零电压开通。
图10 滞后桥臂开关管软开关仿真波形
Fig.10 Soft switching simulation waveforms of lagging bridge switches
图11为去除变压器中点和中点钳位电容后滞后管的波形，图12为将每组移相全桥的两个变压器设计成对称参数后滞后管的开关波形。
图11 去除电容中点后滞后管开关波形
Fig.11 Switching waveforms of lagging switches without clamp capacitors
图12 变压器对称的滞后管开关波形
Fig.12 Switching waveforms of lagging switches with symmetrical transformers
不难看出，在轻载条件下，组间变压器对称或是没有中点电容的钳位，均难以实现滞后管宽范围软开关的目标。
在完成仿真证明的基础上，搭建改进型拓扑的实验平台，验证拓扑的软开关情况。平台主要由输入、输出侧滤波电感和电容，控制板，功率板，隔离变压器和辅助电压源等组成，如图13所示。通过对输出侧直流电压与直流电流的采样，采用以直流电压为外环、直流电流为内环的双PI环的参数设计，可将输出电压控制在所设计的合理范围内。
为了验证改进型的拓扑在轻载条件下的软开关能力，设计具体的实验参数见表2。图14所示为B相电网电压ub和入网电流ib的波形，ub是由B、C两相线电压ubc和A、B两相线电压uab之差得来。由于测试条件是轻载状态，入网电流的畸变程度较大，但从总体的电流波形趋势可以看出，交流侧电压与电流的相位差较小。
图13 实验样机
Fig.13 Test prototype
表2 软开关实验参数
Tab.2 Soft switching test specifications
参数数值 三相输入电压/V87(50Hz) 变压器一次侧漏感小/μH1.7 大/μH6 变压器一次侧励磁电感小/μH350 大/mH5.0 直流侧滤波电感/μH270×2 变压器匝比1:1.33 负载/Ω100
图14 B相输入电压和输入电流波形
Fig.14 The input voltage and current waveforms of B phase
以滞后管Sp3和Sn3为例进行轻载软开关实验验证，如图15和图16所示，iLdc1为流过直流侧滤波电感Ldc1的电流。可以看出，在Sp3开通之前，即驱动电压ugs_Sp3达到开通的电压值之前，Sp3管的端电压uds_Sp3已经降至零，Sp4管的端电压uds_Sp4也已经升至upY，能够实现软开关。同样地，Sn3管的端电压ugs_Sn3在驱动电压uds_Sn3满足开通电压前已降为零，同时Sn4管的端电压uds_Sn4升至uYn，也能够实现软开关。根据对称性，两组滞后桥臂的另外两个滞后管同样能够实现软开关，从而验证了拓扑设计的合理性，满足了设计需求。
图15 滞后桥臂开关管Sp3软开关实验波形
Fig.15 Soft switching experimental waveforms of lagging bridge switch Sp3
图16 滞后桥臂开关管Sn3软开关实验波形
Fig.16 Soft switching experimental waveforms of lagging bridge switch Sn3
本文提出了一种带有中点电容钳位的改进型基于双移相全桥的隔离型SWISS整流器拓扑，分析了该拓扑能够实现宽范围软开关的工作原理。传统移相全桥整流器普遍存在滞后桥臂开关管在轻载的条件下硬开关的问题，故在原有拓扑的基础上加入变压器的中点钳位电容，并将原有每组全桥的单个隔离变压器拆分成两个不对称的变压器，二次侧由倍压整流电路调整为倍流整流电路。通过拓扑的改进以及参数的优化设计，实现了在轻载时滞后桥臂开关管通过隔离变压器一次侧励磁电感与漏感的共同作用下软开关的目的，同时没有增加过多的额外损耗。通过仿真模型验证了提出的改进型拓扑工作原理的正确性，并由实验验证了滞后桥臂开关管宽范围软开关的可行性。
但由于实验环境有限，本文只对提出的改进型拓扑进行了原理性实验验证，暂时无法实现平台的功率性实验验证，如空载实验、满载实验及动态切载实验等，未来将在原理性验证的基础上，对平台的参数进行更严谨的设计与选取，在拓扑动态性能的检验上进行进一步具体的研究与验证。
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An Efficiency Improved Isolated SWISS Rectifier Based on Two Phase-Shifted Full-Bridge Structures
Abstract Nowadays, current SWISS rectifiers commonly have issues such as hard switching and large switching stress, which seriously affect the power density. In order to improve the efficiency in high power applications and to solve the problem that lag bridge has narrow soft switching range, this paper proposed an improved topology with mid-point clamp capacitors based on the original isolated dual-phase full-bridge SWISS rectifier. Traditional full-bridge converter’s lag bridge soft switching almost relied on leakage inductance, furthermore, only large loads had soft switching condition. The topology proposed in this paper not only can independently design the transformer of the leading bridge and the lagging bridge, but also can use both the leakage inductance and the magnetizing inductance of the transformer’s primary side to assist the lagging switches’ parasitic capacitance charging and discharging, which meet the soft switching condition on light loads without adding much extra loss. This paper described the detailed working states of the circuit during the dead time of the lagging switch, and established the relationship between the circuit and the lagging soft switching. Finally, the correctness of the theoretical analysis and the feasibility of the improved topology were verified by simulation models and prototype models.
keywords：SWISS rectifier, lagging switch, magnetizing inductance, soft switching
DOI:10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.L90506
中图分类号：TM 461
国家自然科学基金资助项目（51877104）。
收稿日期 2020-07-11
改稿日期 2020-11-11
李周洋 男，1992年生，硕士，研究方向为电力电子与电力传动。E-mail：s-a-y1992@qq.com（通信作者）
谢少军 男，1968年生，教授，博士生导师，研究方向为功率电子变换技术。E-mail：xsj@nuaa.edu.cn
（编辑 陈诚）