0 引言
开关磁阻电机调速系统（Switched Reluctance motor Drive system, SRD）主要由开关磁阻电动机（Switched Reluctance Motor, SRM）、功率变换器、检测单元和控制器等部分组成，其基本结构如图1所示。其中，SRM负责实现机电能量转换，是一种双凸极结构电机，转子既无绕组也无永磁体，结构简单、可靠性高、容错能力强，可应用于超过500℃的航空航天、高粉尘等较为恶劣的环境，以及电动汽车、高速主轴和飞轮储能系统等可靠性要求较高的场合[1-3]；功率变换器负责对电源提供的能量进行转换后提供给SRM，在SRD中占据重要地位，其性能直接决定SRD的性能[4]；电流检测和位置检测分别为系统提供运行时必要的电流和位置信息；控制器根据给定信号以及检测环节反馈的电流和位置信息，决定功率变换器开关管的导通关断状态。
图1 开关磁阻电机调速系统基本结构
Fig.1 The basic structure of switched reluctance motor drive system
尽管SRD整体可靠性较高，但复杂的运行环境和运行工况也会使系统产生故障。首先，电机过载运行或操作不当会使绕组过电流、老化，导致匝间短路、相间短路或开路等故障；同时，电机在制造加工过程中工艺水平受限可能会导致气隙偏心。功率变换器中的半导体器件在低速运行时，由于长时间工作在斩波状态，容易出现开路或短路故障。另外，SRD运行时通常需要进行位置检测和电流检测等，由此而引入的各种传感器在潮湿、过热、粉尘等恶劣环境下容易出现信号延迟或缺失等故障，降低系统鲁棒性，影响系统正常运行。
从以上分析可以看出，在SRD各组成部分中，电机本体、功率变换器和各类传感器在系统运行过程中均可能出现相应的故障，引起系统运行不稳定，甚至导致严重事故。因此，为了进一步提高SRD可靠性，保障电力拖动系统在故障状态下不至于瘫痪，最大程度降低故障引起的人员和设备损伤，非常有必要对SRD的可靠性进行研究。
故障诊断和容错控制是研究系统可靠性必不可少的两个环节：故障诊断是系统在发生故障时进行检测和分离故障的技术，只有精确判断出故障类型和故障器件，才能采取相应的容错控制策略；容错控制是系统发生故障时可自主调整的技术，分为被动容错控制和主动容错控制，其中，被动容错控制不依赖故障诊断技术，其容错能力非常有限，而主动容错控制则在故障诊断环节获得故障信息后采取控制策略，可以很大程度提高系统容错能力。故障诊断是容错控制的前提，只有两者有机结合，才可保证系统安全运行。因此，本文从故障诊断和容错控制两个方面对SRD的可靠性进行论述。
文献[5]将SRD故障诊断方法分为数学变换方法、数字法和试错法三类；容错控制方法分为基于位置信号辅助方法、基于硬件辅助方法和智能算法三类。这种从数学物理角度分类的方式逻辑性强，但需要建立在已初步判别故障部件的基础上，而在实际电机系统中，不同环节的故障可能具有相似的系统表现，如功率变换器开关管开路故障与绕组开路故障均会导致故障相电流缺失、输出转矩减小等，并非能够轻而易举定位故障单元。因而本文按照SRD的基本组成，在分析不同故障环节物理变化特征的基础上，综合对比不同故障诊断和容错控制方法优缺点、适用对象和范围，从电机本体、功率变换器和检测单元三个方面，详细阐述上述各部分故障诊断和容错控制策略的研究现状及发展动态，旨在为探索SRD不同部件的新型故障诊断和容错控制方法提供思路。鉴于控制器的核心部分是微处理器，其输入、输出端一般均设有隔离和保护电路，工作时不接触大电流或高电压，且精密度极高，失效率远低于其他元器件，使得其可靠性极高，在故障分析过程中通常忽略其故障，因此本文未涉及有关控制器故障诊断和容错控制方法的内容。
1 SRD功率变换器故障诊断和容错控制方法
图1所示组成SRD的各部分中，功率变换器最易发生故障，原因在于功率变换器主要由功率开关管和二极管等电子元器件构成，在电机运行过程中持续承受高电压和大电流。功率变换器主电路拓扑结构或各元器件的作用不同，也会影响其可靠性，研究表明不对称半桥式功率变换器具有最高的可靠性，且开关管对功率变换器可靠性的影响最大[6]。
功率变换器故障主要表现为开关管的开路或短路故障。在软斩波控制方式下，开关管一般有两种工作方式，一种为单脉冲导通方式，即开关管在开通和关断位置之间保持导通状态；另一种为开关管在此期间通以一系列脉冲信号以实现电流、转矩或转速的控制。本文将采用第一种工作方式的开关管称为位置管，采用第二种工作方式的开关管称为斩波管。由于两个开关管的作用和工作方式不同，故两种开关管的故障发生率和诊断方法也不同。
1.1 故障诊断
根据故障发生时特征变量的不同，本文将功率变换器故障诊断方法归纳为基于电流变化检测和基于故障评价值提取的故障诊断方法。
1.1.1 基于相电流变化检测的故障诊断方法
正常运行时，SRM各相电流对称，即幅值相等、相位互差一定角度。当功率变换器的开关管发生开路或短路故障时，各相电流不再对称，电流幅值或频率将发生变化：开路故障时，由于电路断开，导致故障相电流缺失；短路故障时，若一个开关管短路，电机在达到关断角后由原来去磁阶段变为续流阶段；若两个开关管同时短路，则电机继续励磁，使得故障相电流下降缓慢或持续上升，造成故障相电流连续且幅值明显增加。因此，根据故障前后的各相电流变化情况可诊断开关管的开路或短路故障。
根据上述电流特征，可在功率变换器软斩波工作模式下向开关管注入一个高频电压信号，检测绕组电流的幅值和频率，通过与正常工作时的电流幅值和频率对比，判断开关管是否发生开路或短路故障并确定故障管的位置[7-8]。该方法不需要增加传感器，容易实现和常用控制方法的结合，对于稳态和瞬态运行均有效，但注入的高频脉冲会增大功率管的开关损耗。
基于电流变化诊断开关管故障的另一种思路是：开关管故障引起相电流缺失或增大，由于SRM绕组电感是电流和转子位置的函数，从而使得该相电感变化，进而导致磁链大小和波形不同于正常运行状态，这种变化可用磁链-电流轨迹表示。文献[9]借鉴交流电机中的坐标变换，将a、b、c、d轴相电流投影到d、q轴坐标系，即
这样第一、二、三、四象限分别代表A、B、C、D相。通过检测id-iq坐标系内电流的轨迹可诊断故障类型：当某一象限电流轨迹出现脉冲尖峰时，该象限对应相的斩波管发生短路故障；当某一象限的电流轨迹出现明显凸起时，前一象限对应相的位置管发生短路故障；当某一象限的电流轨迹出现缺失时，该象限对应的相出现开路故障。坐标变换法响应速度快且鲁棒性较好，但无法定位开路故障管。
高频电压注入法和坐标变换法能够判断故障类型并定位故障相，但开关管故障时的相电流变化与绕组故障时的相电流变化非常类似，尤其是对开路故障的情况。这使得上述方法难以准确判断是开关管开路还是绕组开路，因此单纯的开路诊断方法效果有限，还需要结合功率变换器拓扑进一步判断。文献[10]提出了一种带有双向功率单元的AHBPC拓扑结构，并针对此拓扑提出了相应的故障诊断方法：在绕组励磁阶段通过检测不同相电流值诊断开路故障，并借助双向功率单元协助确认是开关管故障还是绕组故障；在续流阶段通过检测驱动信号和两相邻采样点电流的变化关系诊断短路故障，并通过检测续流阶段电流的续流时长辅助确定故障类型。通过在不同阶段检测电流值诊断故障的方案不需要复杂算法，虽然该方案来源于所提拓扑结构，但其基本原理具有普适性。
1.1.2 基于故障评价值提取的故障诊断方法
基于相电流变化检测的故障诊断方法简单直接，能够在一定程度上判别并定位故障，但单一的电流检测方式得到的结果不易与电机系统中其他单元的故障区分，如绕组开路故障、位置信号缺失故障等。因此，考虑电机系统的复杂性，还需要结合其他故障特征再进行综合判断。
功率变换器开关管发生开路或短路故障时，不止引起相电流波形变化，还将导致母线电流、相电压和开关管驱动信号等物理量发生一系列连锁变化。因此，可在分析开关管开路或短路故障特征基础上，综合两种或两种以上系统物理量变化情况，对其进行数学表达并量化，再用一个综合参数和具体数值体现故障类型并定位故障管。本文将这种可以反映故障综合特征的数值称为故障评价值，这类方法称为故障评价值提取法。
故障时可选的物理量主要有相电流斜率和开关管驱动信号[10]、相电流节点能量[11-12]、相电流期望与标准差[13]、电压相关量[14]等。根据所选物理量和数学表达式的不同，故障特征值的范围亦不同。
文献[10]针对开关管短路故障选取相电流斜率的符号函数λ和斩波管驱动信号P两个变量的“异或”值μ作为故障评价值：当μ为高电平时，斩波管发生短路故障；对于位置管短路故障，还需检测相邻相电流续流时间。该方法可以将A-D转换延迟和硬件延迟等因素考虑在内，避免因器件延迟而引起的误诊断。甘醇等[11-12]提出一种小波包分解法，以小波包节点能量离散度σ作为故障评价指标，通过观测σ值判断故障类型：当某一相电流节点σ突然增大时，则该相发生短路故障，辅助以故障相电压在其开通区间内是否存在斩波信息可精确定位故障管；当某一相电流节点σ为零时，则该相发生开路故障。小波包分解法在变载和变速工作状态下应用简单，诊断精度高，可实现在线诊断，然而由于同一相内任一开关管开路故障情况下的σ值都等于零，故无法通过σ定位开路故障管，且复杂度随分解层数的增多呈指数式增长。文献[13]采用离散小波变换，提取故障相电流平均值与标准差的比值μ作为故障评价量，根据μ值所处区间判断故障类型：当0.3＜μ＜1.3时，系统正常工作；当μ＞1.3时，位置管发生短路故障；当μ＜0.3时，发生开路故障。该方法提取的故障评价量μ变化范围大，不易出现误诊断，方法鲁棒性高，但只能精确定位短路位置管，诊断开路故障还需将μ与其他物理量相结合。
文献[14]从中点电压实际值和计算值中提取电压信号Sj和开关管驱动信号DSj，然后将两者进行“异或”逻辑运算得出故障评价值FSj，如式（2）和式（3）所示。
式中，u1和u2为中点电压；Us为母线电压；uD为二极管压降；uT为开关管压降。
通过判断Sj、DSj和FSj之间的数值关系可定位故障管：首先，故障评价值FSj设为故障标志，当FSj=1时，可确定第j相出现故障；进一步地，当奇数相桥臂的中点电压信号S2k-1和开关管驱动信号DS2k-1互斥时，上管出现开路故障；当偶数相桥臂的中点电压信号S2k和开关管驱动信号DS2k保持一致时，下管出现短路故障。该方法可以有效地减小故障诊断时间和故障诊断成本，但难免增加了控制复杂度。
考虑到传统电流传感器的放置位置获得的电流信息非常有限，难以通过单一电流信息准确地提取故障评价值，因此若合理布置电流传感器，则可以获得更多电流信息，有利于准确定位故障管[15-18]。如文献[15]针对功率开关管故障提出了基于相桥臂交叉缠绕测量的诊断方法，通过改变电流传感器放置位置进行故障诊断，给出了两种可行方案：①电流传感器放置位置如图2a所示，同时测量斩波管电流和续流二极管电流；②电流传感器放置位置如图2b所示，同时测得位置管电流和下续流二极管电流。然后将电流传感器所测电流iar及其符号函数dari和两个不同采样点所测电流绝对值差值Δ|iar|作为故障评价值，如式（4）~式（6）所示。所提方法故障评价值变化较明显、易于诊断，但针对开关管复合故障是否有效仍需做进一步研究。
图2 相桥臂交叉缠绕测量的诊断方法[15]
Fig.2 Fault diagnosis method based on cross-leg current analysis[15]
上述文献所提方法均选取了同一相的不同物理量，如电流或电压等，这便于定位故障相，进而通过故障评价值范围定位具体的故障开关管。事实上，电流也可以取自不同相或同相中的不同元器件，这是考虑到故障时不同相电流或电压之间的相位和幅值的差值与正常运行时不同。文献[19]将两相电流平均值的差值作为故障评价值确定故障相和故障类型，然后将不同驱动信号输入故障相的两个功率开关管来定位故障管，若发生开路故障检测相电流去磁时间是否超过阈值，若发生短路故障则检测相电流幅值是否超过阈值，超过阈值则说明存在故障。该方法仅需要主控制系统中已有参数，不需要增加电流传感器，此外归一化处理使算法不受电机功率、负载水平和机械转速的影响，不足之处在于：诊断过程中需要人为改变开关管的驱动信号，不能实现在线诊断。
1.1.3 小结
表1对功率变换器故障诊断方法进行了总结，从可定位的故障类型、是否改变功率变换器拓扑结构、算法复杂度和优缺点五个方面进行了对比。
从表中可以看出：①故障诊断方案一般不需要改变功率变换器拓扑结构，方法通用性较好；②整体来看，故障评价值提取算法较复杂；③需要利用阈值进行判断的方案，因阈值均为经验值，容易出现误诊断。
表1 功率变换器故障诊断方法对比
Tab.1 Comparison of fault diagnosis methods for power converter
方法 可定位的 故障类型 是否改变功率变换器拓扑 算法 复杂度优点 缺点 高频脉冲信号注入法[7-8] 开路、短路 否 低 无需添加或修改硬件，容易和常用控制方案结合 开关管损耗增大，产生电磁干扰 派克变换法[9] 短路 否 中等 无需额外器件，响应速度快，鲁棒性好 位置管短路故障特征不明显，易发生误判 绕组电流及其续流时间检测法[10] 开路、短路 是 中等 原理具有普适性，可同时诊断功率变换器和绕组故障 可适用的功率变换器拓扑有限 相电流斜率和斩波信号法[10] 短路 否 低 可避免因器件延迟引起的误诊断 时间长度阈值为经验值 小波包分解法[11-12] 短路 否 中等 在变载和变速状态下应用简单，诊断精确度高，可实现在线诊断 无法定位开路故障管，且复杂度随分解层数的增多成指数式增长 离散小波变换法[13] 位置管短路 否 中等 恒定负载下，故障特征量受转速和转矩影响小 只能精确定位短路位置管 中点电压与开关管驱动信号检测[14] 开路、短路 否 低 诊断成本低，可在线诊断 控制复杂，对控制器要求较高 电流传感器位置改进[15] 短路、开路 否 低 电流传感器接线简单，故障特征明显 故障评价值阈值为经验值，易造成误诊断 电流传感器位置改进[16] 短路 否 高 通用性好，不受电机相数和控制方式限制 只能诊断短路故障，故障特征量提取过程复杂 电流传感器位置改进[17] 开路、短路 否 高 桥臂缠绕方式简单，可在线检测 故障评价值阈值为经验值，易引发误诊断 电流传感器位置改进[18] 开路、短路 否 中等 通用性好，不受控制方式的影响，容易和控制策略结合 估算算法存在误差，阈值为经验值 相电流平均法[19] 开路、短路 否 低 算法不受电机额定功率、负载水平和机械转速的影响 为离线诊断方案，诊断过程影响系统正常运行
1.2 容错控制
针对功率变换器故障的容错控制方法可从硬件和软件两方面出发，即改进功率变换器拓扑或采用合理的控制策略。
1.2.1 改进功率变换器拓扑
改进功率变换器拓扑提高容错性能的一种方式是，通过在不对称半桥拓扑基础上添加备用开关管和继电器实现，当工作中的开关管出现故障时，可将备用开关管通过继电器接入网络，替代原故障开关管[7,20]。这种方法原理简单，容易实现，可靠性较高，然而添加备用设备会增加结构复杂度，不利于集成化和大规模生产。
另一种方式是采用能够输出多电平电压信号的功率变换器拓扑，根据不同的运行工况，采用相应的电平输出方式以提高系统容错能力。V. Fernão Pires[21]和合肥工业大学马铭遥等[22]分别提出了一种具有故障容错能力的多电平功率变换器拓扑，前者通过优化中性点钳位功率变换器拓扑结构实现多电平输出，如图3所示；而后者通过在不对称半桥基础上添加水平桥臂实现多电平输出，如图4所示。两种拓扑皆可产生±2VDC、±VDC和0五种电压等级，分别适用于不同转速情况，高电压等级在高速状态下可减小换相时间和产生负转矩的可能性，低电压等级在低速状态下可减小开关频率。值得注意的是，两种多电平拓扑必须要保证直流侧两个电容的电压平衡，否则容易引起极大的开关损耗。文献[23]针对开路故障，利用全桥拓扑实现容错控制，鉴于开关磁阻电动机对相电流方向没有要求，因此对全桥拓扑结构来说，当一个桥臂上的开关管出现故障时，可以用另一个桥臂上的开关管导通。全桥拓扑结构 具有广阔的市场应用，故该方法的通用性较强，但由于电流反向，在切换成反向结构的同时还需要配合双向电流控制策略。
图3 具有容错能力的中性点钳位功率变换器[21]
Fig.3 Neutral point clamped converter with fault tolerant capability[21]
图4 基于不对称半桥的五电平功率变换器[22]
Fig.4 Five-level power converter based on the traditional asymmetric half-bridge power converter[22]
由于正常情况下备用开关管不起作用，因此上述五种拓扑皆存在功率开关管利用率低的问题；另外，虽然上述拓扑针对开关管开路故障可以实现较好的容错控制，但对于短路故障必须先利用继电器将短路开关管切除后才能实施容错控制策略，这势必又会增加结构和控制复杂度。
采用具有容错能力的功率变换器拓扑也可提高其可靠性。文献[10]中提出的带有双向功率单元的AHBPC拓扑结构，如图5所示，可对绕组故障和功率变换器开路故障引起的复合故障实现容错控制，但对于短路故障需要辅以额外的控制方式：采用短路故障转化为开路故障，或通过调整关断角使转矩脉动最小化的容错策略。文献[24]提出了一种新型集成化功率变换器拓扑结构，如图6所示，采用串联导通控制方式实现容错控制，该方法可在两相同时导通时减少工作开关管数目，使开关管的电热应力减小一半的同时，不降低其静态和动态特性，从而有效提高系统可靠性。文献[25]同样提出了一种高度模块化的功率变换器拓扑结构，如图7所示，该拓扑主要由两个全桥模块和四个继电器组成，可快速对各种开关管故障实现容错控制。其中在针对短路故障时，将绕组联结方式变换成星形联结方式， 不需将短路故障管切除即可实现容错控制，但问题是切换时的转矩脉动比较大。西安交通大学丁文等[26]提出了一种互耦双三相功率变换器拓扑，其可靠性极高，即使在故障情况下依然可以持续带载运行，但需要AHBPC两倍数量的器件。
图5 基于双向功率开关管的AHBPC拓扑结构[10]
Fig.5 AHBPC topology based on bidirectional power switches[10]
图6 新型集成化功率变换器拓扑结构[24]
Fig.6 Topology of the novel integrated power converter[24]
图7 具有容错能力的模块化功率变换器[25]
Fig.7 Modular converter with fault tolerance capability[25]
1.2.2 容错控制策略
功率开关管发生开路故障时，仅减小电机输出能力，相比于短路故障，开路故障的影响相对较小。当功率变换器工作在软斩波模式下时，斩波管短路故障会使励磁区间相电流幅值增大，相绕组承受全部电源电压，电机性能和寿命受到严重影响；续流区间相电流下降缓慢，引起电流拖尾，导致电机处于不平衡状态。位置管短路故障在励磁区间内不会产生影响，但是在续流区间内会产生较大的拖尾电流，导致电机运行不平衡。从文献[6]可以看出：一级故障下斩波管短路会直接使系统失效，二级故障下位置管短路故障会使系统失效，而开路故障则不会使系统失效。基于以上分析，文献[10]提出基于故障转换的控制策略：发生斩波管短路故障时，通过改变控制信号将斩波管和位置管进行互换，相应的斩波管短路故障就转换成了位置管短路故障，而位置管短路故障引起的转矩脉动通过控制器进行补偿。文献[27]则采用当某一相斩波管发生短路故障时改变控制信号，将同相的位置管关断，使斩波管短路故障转换成开路故障的方案，减小故障带来的影响；若位置管发生短路，则将斩波管关断。故障转换的思想只需要改变控制信号即可实现，简单易实施，但是不能解决故障，可在短时间内作为缓冲措施。
文献[23]针对电动汽车用开关磁阻电动机利用系统降额的思想实现容错控制，在功率开关管出现故障后，根据电动汽车运行工况选择降额系数使系统进入降额状态，然后激活控制算法：短路故障时采用电流软斩波变占空比控制，开路故障时采用多方向电流软斩波控制。为充分保证人身安全，对容错控制时效和性能都要求非常高，而该方法在汽车不同运行工况下，都可以对故障转矩脉动起到有效抑制。
1.2.3 小结
表2对提高功率变换器容错控制方法进行了总结，从针对的故障类型、是否改变功率变换器拓扑结构、算法复杂度、所用开关管数量和优缺点六个方面进行了对比。从表中可以看出：①与故障诊断方案相比，容错控制通过改变功率变换器拓扑结构的方案多是添加备用开关管；②容错控制算法相对简单，效率较高；③针对短路故障进行容错控制时，通常需要的继电器数量较多，接线相对复杂；④仅靠容错拓扑结构对短路故障实现容错控制，容易引起相间电压不平衡问题。
表2 功率变换器容错控制方法对比
Tab.2 Comparison of tolerant control methods for power converter
方法 针对 故障类型 是否改变功率变换拓扑结构算法 所用开关管数量 优点 缺点 添加备用开关管和继电器[10] 开路、短路 否 简单 4个备用IGBT可以对复合故障进行容错控制 开关管利用率低，需要较多继电器 带有双向功率单元的容错拓扑[10] 开关管开短路、绕组开路 是 简单每相3个MOSFET 针对复合开路故障容错性能突出 需要继电器数量较多，存在相间电压不平衡问题 故障转换法[10,27] 开路、短路 否 简单每相2个MOSFET 无需额外器件，容易实施 不能解决故障，只适合做缓冲措施 添加备用开关管和继电器网络[20] 开路、短路 否 简单 4个备用IGBT高度模块化，利于大规模生产 故障相可运行绕组减少，转矩脉动较大 多电平功率变换器拓扑结构[21] 开路、短路 是 简单 每相8个IGBT可产生5种电压等级，适用于不同转速 需要严格保证上下两电容电压平衡 多电平功率变换器拓扑结构[22] 开路、短路 是 简单 每相4个IGBT可产生5种电压等级，适用于不同转速情况 需要严格保证上下两电容电压平衡
（续）
方法 针对 故障类型 是否改变功率变换拓扑结构算法 所用开关管数量 优点 缺点 系统降额法[23] 短路 否 简单 每相2个IGBT 控制灵活 输出性能降低可能影响系统运行 容错拓扑和串联导通控制策略[24] 开路、短路 是 简单每相2个MOSFET 可使器件电热应力减小一半 针对短路故障的容错控制转矩脉动相对大 模块化全桥功率变换器拓扑[25] 开路、短路 是 简单 每相4个IGBT高度模块化，与市场衔接性好 针对短路故障实施容错控制时的转矩脉动相对大 互耦双三相功率变换器拓扑[26] 开路、短路 是 简单 每相4个IGBT故障情况下仍可持续带载运行 设备体积大、成本高
2 SRM故障诊断和容错控制方法
SRM结构简单，是SRD中可靠性较高的部分，但电机定子齿极缠有集中式绕组，绕组容易因绝缘老化、高温、高湿等因素出现相间短路、开路以及匝间短路等故障，且功率变换器短路故障导致的电流过大将加剧绕组故障；另外，根据文献[28]，集中式绕组电机的可靠性与电机相数成比例关系，即电机相数越少，可靠性越低。因此，绕组故障尤其对少相数的电机影响较大。此外，受制造工艺限制，电机在加工和不正常运行过程中引起的气隙偏心也是常见故障之一。绕组故障和气隙偏心故障是SRM故障类型中最常见的两种，两者都会使转子承受径向不平衡磁拉力，而径向不平衡磁拉力是转矩脉动增大、噪声增大等问题的主要来源[29]。另外，两种故障之间相互作用，绕组出现故障后，转子容易在径向不平衡磁拉力的作用下发生偏移，从而引起或加剧气隙偏心故障；当气隙偏心故障出现后，气隙磁通密度变得不均匀，导致绕组承受的应力也不均匀，其中承受较大电磁力的线圈绕组便容易出现变形甚至断裂。本节针对SRM故障，从以上两种常见故障类型进行分类论述。
2.1 绕组故障
SRM定转子为双凸极结构，转子无绕组，定子上有集中绕组，因此绕组故障仅会出现在定子侧。为了防止因转子受力不均匀造成转矩脉动增大，引起噪声和损耗等问题，SRM的定转子齿数皆为偶数，然而绕组发生故障时，转子径向受力会变得不平衡，严重影响电机的正常运行。
2.1.1 绕组故障诊断和容错控制方法
绕组故障类型分为开路和短路故障。短路故障主要包括匝间短路、相间短路、整极线圈短路、整相绕组短路和对地短路五种类型，其中匝间短路发生频率最高，故障原因一般为端部漆包线绝缘损坏。虽然轻微的匝间短路对系统影响较小，但是其很容易引发其他四种短路故障，同样对电机系统正常运行甚至人身安全造成很大威胁。绕组开路故障则直接导致一相电磁力缺失，使电机处于断相状态。
正常情况下，绕组阻值一般仅受温度的影响，因此，绕组阻值一般变化不大，但当匝间短路故障出现时，绕组的阻值会大幅减小，故可将绕组阻值作为短路故障指标。文献[30]在米勒型功率变换器的基础上，利用扩展的卡尔曼滤波算法求解得到绕组阻值，然后将其与设定的参考阻值相比，若求解得到的阻值低于设定的参考值，则说明出现匝间短路故障。该方案仅需要一个电流传感器，实施成本低，但卡尔曼滤波算法太过复杂，对控制器要求较高。针对匝间短路故障，文献[31]利用绕组短路故障会引起三相负序阻抗不对称从而引起负序分量的现象，提出用电流正序分量和负序分量的比值作为故障评价值的方案。该评价值大小可反映故障程度，但其提取过程比较复杂。清华大学张品佳等[32]利用电流斩波控制方式下采样频率和开关延迟会引起过电流现象，提出了一种可以在线判断匝间短路故障程度的故障评价值，该评价值可以消除由转速和负载变化产生的影响，鲁棒性较高。同时，通过有限元软件对绕组匝间短路的严重程度以及故障位置对电机磁路和运行参数的影响进行了详细分析。针对相间短路故障，文献[33]对其机理进行了研究，并在优化电流传感器放置位置的基础上，利用故障相绕组进出线电流差值进行故障诊断，正常时差值为零，当某一相出现故障时该相电流差值会增大，从而可以在不同区域依据增大的相电流差值确定故障位置。此方案可以在电流传感器数量不变的情况下获得比传统电流传感器放置方式下更多的电流信息。
在绕组相间短路故障容错控制方面，文献[33]利用相电流重构策略，采用三闭环容错控制策略，其框图如图8所示，主要原理是依据转速、相电流和相间短路电流对功率开关管的开关状态进行控制。其三个闭环的作用分别为：外环调节转速、中间环控制相电流、内环依据相间短路电流控制开关管状态。三闭环容错控制策略中滞环控制器的上、下限电流值为经验值，容易引起误操作。在绕组开路故障的容错控制方面，文献[34]针对无轴承SRM单齿极绕组开路故障，将直接瞬时转矩控制（Direct Instant Torque Control, DITC）和直接悬浮力控制（Direct Force Control, DFC）方法相结合以补偿缺失的悬浮力，DITC确定基本电压符号，DFC结合悬浮力滞环信号和基本电压信号确定等效电压符号，控制开关管状态，改变电流大小。该策略将DITC和DFC相结合，可以将转矩脉动控制在较为理想的范围内，但相邻相补偿策略并没有彻底解决故障，故系统很难达到良好的健康状态。
图8 开关磁阻电动机相间短路故障容错控制策略[33]
Fig.8 Tolerant control strategy phase-to-phase fault in SRM[33]
对于整极线圈短路和整相线圈短路，可认为是极端匝间短路故障情况，整极线圈短路会使流过同相另一齿极上线圈的电流增大，严重影响磁场分布；而整相线圈短路更为严重，在励磁状态下极易使电源因短路而损坏。由于整极线圈短路和整相线圈短路与匝间短路故障机理相同，故一般匝间短路故障诊断的方案也可以适用于这两种故障，加之这两种故障出现的概率较低，所以本文未涉及关于整极线圈短路和整相线圈短路的故障诊断和容错控制方法内容。对地短路故障则会使线圈分成两部分，两部分电流分别与大地形成回路。其中一部分受上开关 管控制，只能工作于励磁状态和续流状态；另一部分受下开关管控制，只能工作于关断和续流状态。因此可以认为：绕组对地短路故障等效于同时发生斩波管短路和匝间短路故障。
鉴于功率变换器故障与绕组故障相似的系统特征，学者们提出了几种能够同时应用于功率变换器故障和绕组故障的容错控制策略。文献[35]提出了一种新型双通道功率变换器拓扑，如图9所示。该拓扑通过改变绕组联结方式实现两种工作模式：模式1针对功率变换器故障，其绕组联结方式会在定子极上产生“NS”型磁极排布，容错原理类似全桥拓扑；模式2针对开路故障，其绕组联结方式会产生“NNNNNNSSSSSS”型磁极排布，利用同一通道内的另一组线圈进行转矩补偿实现容错控制。双通道结构可同时提升功率变换器和绕组复合故障下的系统容错性能，不足之处在于需要注入正弦波电流且2次和4次电流谐波不能被抵消。文献[36]针对SRM单齿极绕组开路故障，提出了一种径向力最小化控制策略，当图10所示定子极1.1处的绕组出现故障时，不平衡径向力如图10所示，可以看出，利用健康相绕组2.2和2.14能够补偿缺失的径向力，有效解决单齿极开路故障引起的不平衡磁拉力问题，其算法为
图9 双通道功率变换器拓扑结构[35]
Fig.9 Topology structure of dual-channel power converter[35]
图10 不平衡径向力空间分布[36]
Fig.10 Spatial distribution of unbalanced radial force[36]
此外，由于采用了分布式逆变器，逆变器开路故障会产生相同的不平衡径向力问题，所以该策略可同时对功率变换器和绕组故障进行容错控制。在电机拓扑方面，文献[37]提出了一种将永磁体嵌入定子齿极内并采用分段式转子的结构，可有效减小故障情况下感应反电动势和感应电流的大小，从而可大幅降低开路或短路故障的危害，提升电机性能；文献[38]针对永磁电机，通过设计定子辅助齿极来减小短路故障电流，进而减小故障危害。改进电机本体结构会增加成本费用以及电机结构复杂度，难以兼顾性能与成本。
2.1.2 小结
表3对绕组故障诊断和容错控制方法进行了总结，从适用场合、针对的故障类型、是否改变功率变换器拓扑结构、算法复杂度和优缺点六个方面进行了对比。从表3中可以看出：改变功率变换器拓扑结构的控制策略，通用性较差；但容错控制算法较为简单，所需计算时间短；健康相补偿策略不能彻底解决故障，可在短时间内作为缓冲措施。
表3 绕组故障诊断与容错控制方法对比
Tab.3 Comparison of fault diagnosis and tolerant control methods for winding
方法 适用场合 针对的 故障类型 是否改变功率 变换器拓扑结构算法 复杂度优点 缺点 扩展的卡尔曼滤波算法[30] 绕组故障诊断 匝间短路 否 高 算法可扩展性强，成本低 短路匝数较小时，难以诊断 对称分量法[31] 绕组故障诊断 匝间短路、整极线圈短路 否 高 鲁棒性好，响应迅速 故障评价值提取过程复杂 基于电流斩波控制下过电流值的计算方案[32] 绕组故障诊断 匝间短路 否 中等 可在线诊断，可反应匝间短路程度，不受转速或负载变化影响 需要经验性阈值 电流差值参考值为经验值，容易发生误诊断 三闭环容错控制策略[33] 绕组进出线电流差值检测[33] 绕组故障诊断 相间短路 是 低 不增加电流传感器，可获得更多电流信息 滞环控制器的上下限电流值为经验值 DITC和DFC策略结合[34] 绕组容错控制 开路 是 低 绕组容错控制 相间短路 是 低 不需额外装置、可扩展性好 不依赖电机参数，无需电流滞环 需调节三个PI参数，不易实现 容错拓扑和转矩补偿控制策略[35] 分布式逆变器和径向力最小化控制策略[36] 带永磁体和分段式转子的电机本体拓扑结构[37] 绕组、功率变换器容错控制 绕组、功率变换器容错控制 绕组、功率变换器容错控制 开关管开短路、绕组开路开关管开短路、绕组开路开关管故障、绕组故障 是 中等 是 低 是 低 兼顾绕组故障和开关管故障 补偿效果明显，可有效消除不平衡磁拉力的影响 可降低故障危害，有效提升电机性能 需要注入正弦波电流且2次和4次谐波不能被抵消 分布式逆变器方案所需器件数量多，成本费用太高 成本费用高，设计、制造难度大
2.2 气隙偏心故障
气隙偏心故障是指电机定子或转子中心位置出现偏离，分为三种类型：静态偏心故障、动态偏心故障和混合故障[39-40]，如图11所示。静态偏心指转子中心与旋转中心重合，但它们不与定子中心重合；动态偏心指定子中心与旋转中心重合，但它们不与转子中心重合；混合偏心是静态偏心和动态偏心的叠加，定、转子中心与旋转中心均不重合。气隙偏心故障将造成定子与转子间气隙分布不均匀，使转子承受不平衡径向力，从而进一步加深偏心故障程度并加剧电机的振动和噪声，甚至使定转子发生扫膛。
图11 气隙偏心类型[39-40]
Fig.11 Types of air gap eccentricity[39-40]
2.2.1 气隙偏心故障诊断和容错控制方法
气隙偏心故障诊断多采用脉冲注入法，通过检测绕组感应电压[39]或感应电流[40-41]进行诊断。如文献[39]针对三相6/4电机提出一种向非对齐相注入正弦脉冲信号的偏心故障诊断方法，检测正弦脉冲信号在两个相绕组产生的感应电压，通过比较感应电压差值可以识别是否发生故障；再向故障相和非故障相分别注入信号可以识别故障相；检测故障相两个绕组电压差值的正负可以确定偏心方向；计算故障情况下故障相感应电压绝对值与健康情况下该相感应电压绝对值的比值，可以确定故障等级。文献[42]同时向全部相注入方波信号，将同相两绕组电流差值作为故障特征，同样可以实现偏心故障的全面分析：将各相分别在不同相对齐位置励磁时，各相线圈电流差值数据以矩阵形式呈现，通过观测各相电流差值矩阵的余子式的特征，可以确定故障相；通过检测电流差值波形的升降趋势与注入方波的升降趋势相同或相反，可以确定偏心方向；只有静态偏心故障可以确定故障相，至于动态偏心和混合偏心故障，可通过检测一个旋转周期内电流差值矩阵的余子式是否重复进行区分。
以上四种方案都是在电机停转状态下进行，均可以对气隙偏心故障实现全面分析，适合用作对新出厂的电机进行测试。然而脉冲注入法无疑需要增加额外的电流传感器和电压传感器，且会引起开关损耗和电磁干扰问题。
由于径向力主要集中于靠近凸极的定子轭上，转子旋转过程中径向力的突变会产生噪声和振动问题。文献[43]通过改变电机本体结构，将定转子齿极偏斜相同的角度，使径向力在整个磁轭上均匀分布，从而减小了噪声和振动问题。该方案不会降低电机效率和输出转矩，但偏斜角度需要经过精确计算，这难免增大设计和加工制造难度。文献[44]在转子齿极上设计了两个对称分布的非直通孔，孔的直径和位置会影响磁场分布，从而影响径向力和转矩的大小，因而可以实现径向力平衡。该方案相比传统无孔或直通孔方案，可以获得更小的径向力和更大的转矩，且能够提高电机效率和功率密度，但作者仅考虑了孔的长度宽度和位置，没有考虑孔的深度对磁场的影响。由于径向力受电流影响，所以调整电流大小可以实现径向力平衡，文献[45]从硬件优化和控制策略两个方面分别提出了偏心故障容错方案。在硬件优化方面，当偏心故障发生后，若同相相对的两个齿极线圈以串联方式连接，两个线圈的电流时刻相等，无法通过调整电流实现径向力平衡；但是对于并联连接的线圈，电流可以根据两边的气隙长度自动调整大小从而实现径向力平衡。在控制策略方面，故障发生后，采用电流斩波控制方案使电流满足式（8）即可减小不平衡力。但是该方案首先需要得到精确的气隙长度以及偏移距离。
式中，iC1和iC2分别为同相两线圈电流；gC1和gC2分别为同相两齿极气隙；Δg为气隙偏移长度。
2.2.2 小结
表4对气隙偏心故障诊断和容错控制方法进行了总结，从适用场合、是否改变电机本体结构、算法复杂度和优缺点五个方面进行了对比。从表4中可以看出：①脉冲信号注入法需要检测感应电压或电流，会增大开关管损耗，引发电磁干扰；②可对常见的三种气隙偏心故障类型实现全面诊断，适合用于对新出厂电机做检测检验；③均在离线状态下进行诊断，不易实现在线诊断；④对于容错控制方案，一般需要改变电机本体结构，通用性受到限制。
3 SRD检测单元故障诊断和容错控制方法
SRM依据磁阻变化运行，其电感、磁链等物理量是电流和转子位置的非线性函数，在进行电机系统建模、分析和控制时通常需要实时、准确的电流和转子位置信息。SRD检测单元主要包括电流传感器、电压传感器和位置传感器三部分。电流传感器和电压传感器向控制器提供电流和电压信息，位置传感器向控制器提供位置信息，控制器根据三者所提供的信息控制开关管开通或关断。若其中任一传感器故障，电机控制系统都会受到影响。
表4 气隙偏心故障诊断和容错控制方法对比
Tab.4 Comparison of fault diagnosis methods for air gap eccentricity
方法 适用场合 是否改变电机本体结构 算法 优点 缺点 非注入相感应电压或电流差值检测[39-40] 静态、动态、混合偏心故障诊断 否 简单 非侵入式，不影响电机寿命，可全面分析偏心故障 分析故障的每个方面都需要检测不同的变量，诊断过程复杂 非注入相感应电流差值检测[41] 静态、动态、混合偏心故障诊断 否 简单 不依赖检测器安装位置和本体结构 需要额外的电流传感器，需要判断多种条件，诊断过程复杂 同相两个绕组的电流差值检测[42] 静态、动态、混合偏心故障诊断 否 简单 干扰因素少，鲁棒性高 对电机相数有要求 定转子齿极偏斜相同角度[43] 偏心故障 容错控制 是 简单 不影响电机效率和输出转矩 加工制造难度大，成本高 转子齿极上设计对称分布的非直通孔[44] 偏心故障 容错控制 是 简单 减小转矩脉动，同时提高电机效率和功率密度 电机设计加工难度大 绕组串联、控制电流大小[45] 偏心故障 容错控制 是 简单 操作简单，易于实施 需要得到精确的气隙长度和偏移长度数据
电流和电压传感器的故障主要有偏置故障和信号缺失。偏置故障会使电流或电压信息产生偏差，信号缺失故障会使电流或电压信息丢失，两种情况均会导致系统控制效果不佳。位置传感器的常见故障包括信号丢失、延迟或提前等。当信号丢失时，控制器无法获得电流、电压或转子位置信息，便无法控制开关管的开通和关断；当信号延迟或提前时，控制器得到错误的位置和电压电流信息，使开关管在错误的时刻动作。以上三种故障皆会引起SRM转矩脉动增加、噪声增大等问题。
3.1 电流传感器和电压传感器故障诊断和容错控制方法
文献[46]针对电流传感器偏置故障，在优化的电流传感器放置位置基础上，根据三个连续驱动信号上升沿处的电流偏差值来定位故障的电流传感器；确认偏置故障电流传感器后，提出基于重构电流偏差的直接补偿方案和基于重构电流偏差的比例积分补偿方案，前者将第一次计算得到的重构电流偏差作为负反馈信号抵消偏置电流，后者将比例积分控制器的输出作为反馈补偿信号抵消偏置电流，两种方案相结合，可以有效减小补偿电机振荡，缩短补偿时间。
传统电流检测方法即每相一个电流传感器，不仅需要电流反馈，而且需要过电流保护，系统成本和复杂度高。文献[47]通过优化电流传感器的放置位置，增强了故障诊断能力，且减少了电流传感器的数量，因此可减小因电流传感器而引起系统故障问题的可能性，其所提电流传感器放置位置如图12所示，采用相电流重构思想，选用S∑DL和S∑QL两个电流传感器并结合脉冲注入方案，获取相电流信息和故障信息。虽然该方法可以缩减故障诊断时间，但不能获得完整的相电流信息。
图12 故障诊断增强型功率变换器拓扑结构[47]
Fig.12 Topology structure of fault diagnosis for enhanced power converter[47]
文献[48]通过观测磁链波形进行电压传感器和电流传感器故障诊断：正常情况下，电机第k相绕组的电压平衡方程式为
由此可以解析得到第k相磁链平衡方程式为
由式（10）可知，磁链ψk和电压Uk、电流ik有关，当电压传感器或电流传感器出现故障后Uk或ik变为零，磁链波形便会发生相应的变化，因此可以通过观测磁链波形进行故障诊断。但是功率开关管和绕组故障也会影响磁链波形，故该方案应与功率变换器和绕组故障诊断方法相结合来应用。
3.2 位置传感器故障诊断和容错控制方法
根据SRM运行原理，在安装位置传感器时，通常使位置脉冲信号上升沿和下降沿分别与最大、最小电感时刻对应，因此若电机旋转方向不变，则各相位置脉冲信号顺序就是固定的。但当位置传感器出现故障时，脉冲信号的顺序将发生变化。基于此原理，中国矿业大学陈昊等[49]提出了相邻脉冲信号边沿检测的位置传感器故障诊断方案。该方案灵活性较好，仅依赖相邻脉冲信号，不依赖位置传感器的安装方式，可适用于单个和多个位置传感器同时故障的情况。需要注意的是，绕组饱和时需要考虑电流对转子位置的影响。
文献[50-51]提出了一种脉冲边沿预测算法，依据前三个脉冲边沿的时间差计算第四个脉冲应当出现的时刻值tx。通过实际检测的脉冲边沿时刻值t4与tx进行比较来诊断故障类型。
式中，a=δt1-δt2；b=δt12+2δt1δt2-δt22；c=-(δt12δt2-δt1δt22)；t1~t4分别是第1~4个脉冲边沿时刻。
边沿预测方案能够准确定位故障传感器，缺点是计算量相对较大。蔡骏等[52]对位置脉冲信号及其互补信号在上升沿和下降沿区间内做时间积分运算，将此积分值作为故障判断依据。正常转速大小和方向基本不变的情况下，位置脉冲信号边沿之间的时间差也基本保持不变。但在不同故障情况下，脉冲信号边沿间的时间差会发生变化，积分值也会发生相应改变，因此不需要复杂算法和额外器件，通过该积分值便可快速诊断出故障类型，不足之处在于该方案不适用于频繁变载和变速的工况。
对于位置传感器故障容错控制，文献[49]在确认故障后，通过检测故障脉冲信号的前一个脉冲推断出正确脉冲信号，当到达中断时刻后执行中断服务程序重建故障位置信号。此方法不受电机转速变化影响，无论是在匀速运动，还是在变速运动中均可对故障脉冲进行重构，只是低速情况较高速情况效果略差。韩国强等针对低成本应用场合光电式传感器容易出现偏置故障的情况，提出了容错控制方案[53]：基于动态时间规整算法、优化传统开槽圆盘并采用单只光电传感器，通过计算任意两个位置信号之间的相似度，来补偿不对齐机械角度。优化后的开槽圆盘如图13所示，该方法仅用一个传感器就可以检测位置角度，其原理与文献[49]所提方案类似，电感最值时刻对应脉冲信号边沿，因此只需确定起动相便可以进行位置检测，无需添加额外设备。
图13 优化的转子位置信息检测方法[53]
Fig.13 Optimized rotor position detection method[53]
无位置传感器控制策略在提升位置传感器故障容错性能方案中是目前较为热门的研究方向之一。文献[50]提出了两种无位置传感器位置检测方案：改进脉冲注入法和电流梯度法。
改进脉冲注入法的基本原理是：电感的变化取决于转子位置，而脉冲电流大小取决于电感，因此通过注入电流值可确定转子位置。在电机从对齐位置旋转到不对齐位置时刻，电感由最大值变为最小值，注入脉冲值会越来越大，当超过所设阈值时，便可以确定位置。传统脉冲注入法是对所有相注入电压脉冲，每一相都需要相同的电路，硬件和软件都比较复杂，而且在关断后续流电流仍然很大的情况下注入脉冲容易引起负转矩。而改进脉冲注入法仅对一相绕组注入电压脉冲，可减小器件使用数量，节约成本，且脉冲是在关断后续流电流较小时注入，可避免负转矩的产生。
电流梯度法的基本原理是：在单脉冲控制方式下，电机在从对齐位置旋转到不对齐位置时刻，电流增大到最大值，此时电流梯度等于零，故当检测到电流梯度等于零时，转子位置便可确定，再由两个电流梯度为零时刻间的角度差值与时间差值得出转速，便可算出任意时刻的位置角度。由于单脉冲控制方式下开关次数少，故该方案适用于电机高速运行情况，但变载情况下容易出现误差。文献[51]通过检测电流梯度和电感梯度正负值变化时刻确定转子位置角度，在电流梯度值由正变负时给定一个上升沿脉冲，由负变正时给定一个下降沿脉冲，在电感梯度正负值变化时刻进行相反的操作，最后将电流梯度正负值变化时刻的脉冲和电感梯度正负值变化时刻的脉冲进行逻辑“与”运算，即可得到实际位置信号脉冲。文献[54]选取电感梯度由正变负的过零时刻（即对齐位置）作为给定脉冲时刻，然而在电机起动位置附近电感梯度正负值频繁变化，容易引起误诊断，针对此问题，提出了一种最大电感分配法。起动位置附近电感值较小，而最大电感值分配法选取电感值较大区域作为估算区域，这样可避免起动位置区域的影响。电感梯度法和最大电感分配法相结合不仅能有效检测位置，还可对单相缺失故障实现容错控制。另外，针对无位置传感器策略的电机起动问题，文献[54]还提出了一种基于非导通相电感双阈值方案，主要通过注入脉冲信号实现。以上几种无位置传感器方案都基于电感或电流随位置角度变化的曲线，可与常用控制方法相结合。然而在SRM正常情况下，为了获得较大的转矩，电机通常需要工作在磁饱和状态[55]。磁饱和状态下，电机具有严重非线性问题，但以上方案对解决非线性问题效果并不佳。
文献[56]针对位置估算精度受磁路饱和影响大的问题，在非饱和区的相电感下降区域内，利用各相电感值相等时所对应的位置点确定位置，避免了饱和区内相电感受相电流影响的问题。丁文等[57]在非线性条件下，利用一种可通过计算得到的虚拟电压替代实际电压，并利用该虚拟电压计算虚拟磁链，然后通过该虚拟磁链与实际参考磁链的交点检测位置。由实际参考磁链的傅里叶展开式可以看出，参考磁链仅与相电流有关，另外虚拟电压可通过计算得到，故该方案可以去除电压传感器，仅需单个电流传感器即可实现位置信号检测，但是该方案仅适用于中高速电机，对于全转速范围运行的电机，需要结合脉冲注入法应用。文献[58]结合神经网络对转子位置进行估计，依据电机电流和磁链以及转子位置角度间存在的非线性映射关系，提出了基于回声状态网络的位置检测方案，将绕组电压、绕组电流和磁链作为网络模型输入，计算转子位置角度，用于转子位置估计的回声状态网络模型结构如图14所示。利用智能算法可以处理复杂的非线性问题，有效解决电机无法建立精准数学模型的问题。神经网络对转子位置估计，需要大量精确的样本数据，所以此方案还需采取合适的样本数据选取方法。
图14 用于转子位置估计的回声状态网络模型结构[58]
Fig.14 The structure diagram of echo state network for rotor position estimation[58]
3.3 小结
表5对传感器故障诊断和容错控制方法进行了总结，从适用场合、适用的故障类型、算法复杂度和优缺点五个方面进行了对比。从表中可以看出： ①传感器故障诊断和容错控制方法一般不需改变功率变换器拓扑结构，通用性强且算法较简单；②磁饱和现象是无位置传感器控制策略中比较棘手的问题，其会引起磁链波形发生变化，而目前多数方案没有考虑磁饱和问题，所以容易存在检测误差；③电流波动、转速波动和负载变化容易对控制策略产生不利影响，应该合理选取阈值或减少经验性阈值的使用，降低参数波动产生的误差。
表5 传感器故障诊断与容错控制方法对比
Tab.5 Comparison of fault diagnosis and tolerant control methods for sensors
方法 适用场合 故障类型 算法 优点 缺点 三个连续区间上升沿电流偏差值检测[46] 电流传感器故障诊断 偏置故障 简单硬件依赖性低，费用投资少 受电流传感器放置方式影响，受电流波动影响 相动态磁链变化特性检测[48] 电流和电压传感器故障诊断 信号缺失故障 简单故障特征不明显，容易误诊断 受磁饱和问题与功率变换器或绕组故障的影响 位置脉冲信号顺序检测法[49] 位置传感器故障诊断 低电平故障、高电平故障 简单不依赖位置传感器安装位置和SRM结构 绕组饱和时需要考虑电流对转子位置的影响 边沿预测法[50-51] 位置传感器故障诊断 低电平故障、高电平故障 复杂可同时诊断多相传感器故障 计算量大，受转速波动影响 位置脉冲信号积分值计算[52] 位置传感器故障诊断 低电平故障、高电平故障 简单算法简单，对控制器要求低 受负载变化和转速波动影响
（续）
方法 适用场合 故障类型 算法 优点 缺点 位置传感器安装位置优化[47] 电流传感器容错控制 高电平故障、低电平故障 简单减少了位置传感器的使用数量 不能实时获取各相绕组电流值引入中断服务程序重构位置信号[49] 位置传感器容错控制 高电平故障、低电平故障 中等 灵活性好、可靠性高 低速情况下效果不佳 改进脉冲注入法、电流梯度法[50] 位置传感器容错控制 无位置传感器 简单适用于全转速范围运行工况 控制复杂，受负载变化影响 基于相电感斜率和相电流斜率[51] 位置传感器容错控制 无位置传感器、瞬时故障简单无需添加额外硬件，算法简单 受电流波动影响，不适用于电压斩波和电流斩波控制方式 动态时间规整算法、开槽圆盘优化[53] 位置传感器容错控制 不对齐故障 简单 仅需一个光电传感器 电机难以自起动 电感梯度法和最大电感分配法[54] 位置传感器容错控制 无位置传感器、单相缺失简单可同时对单相缺失故障实现容错控制 磁饱和情况下，准确度不高 基于相电感非饱和区定位点[56] 位置传感器容错控制 无位置传感器 简单可避免转子位置估算精度受磁路饱和影响大的问题 利用平均转速计算容易受负载和转速波动影响 利用虚拟磁链和实际磁链的交点[57] 位置传感器容错控制 无位置传感器 简单 仅需一个电流传感器 不适用于启动和低速运行状况基于回声状态网络[58] 位置传感器容错控制 无位置传感器 简单 可解决复杂的非线性问题 需要大量数据
4 总结与展望
本文从功率变换器、电机本体、检测单元三个方面概述了开关磁阻电机调速系统现有故障诊断和容错控制方法。功率变换器可靠性最低，主要故障诊断方案包括基于电流检测和基于故障评价值提取两类，通过改变拓扑结构和采取合理的控制策略可提高其容错性能。电机本体故障主要包括绕组故障和气隙偏心故障两种，其中，绕组故障诊断方案以匝间短路和相间短路为主，绕组容错控制方案主要针对绕组开路，同时可以提升功率变换器容错性能；偏心故障诊断多通过注入脉冲信号实现，而提高偏心故障下的容错性能可通过改变电机本体结构实现。检测单元故障主要包括电流传感器、电压传感器和位置传感器故障，其中以位置传感器故障容错控制方法为主，而无位置传感器方案多被用来提升位置传感器容错性能。
综上所述，未来SRD故障诊断方法可从以下几个方面开展：
1）故障评价值提取方法可以以直观的数字化的形式体现故障，然而当前很多方法所提取的故障评价值无法精确定位开路故障，因此需要对开关管开路故障进行针对性的研究。
2）在任何应用场合下都有必要不断缩短诊断时间，故仍然需要继续探索诊断速度快、计算量小的方案。
3）离线诊断方案不能实时获取系统运行信息，诊断时间存在延迟，不能有效保证系统平稳运行，需要研究快速精确的在线诊断方法。
4）目前多数方案只能针对单一故障进行诊断，由于某一处故障可能会引起其他部件故障，因此，需要探索适用于复合故障诊断的方案。
在SRD容错控制方面，可开展的研究如下：
1）改变功率变换器拓扑结构是提高其容错性能的常用方法，而目前大部分方案通过添加元器件改变拓扑，不利于与市场衔接和工业大规模生产，因此有必要继续研究新型集成化功率拓扑。
2）功率变换器和绕组故障、多相故障、多传感器故障等复合故障对系统正常运行产生的影响较大，因此应该针对复合故障来研究新型容错控制方案。
3）当前无位置传感器控制策略受限于磁饱和和转速变化等问题而没有得到全面应用，所以需要研究不受非线性问题影响且适用于全转速范围的无位置传感器控制策略。
4）神经网络、蚁群算法等方法不需要建立电机数学模型，可以解决SRM难以建立精准非线性数学模型问题，随着智能控制算法的发展，此类方法在开关磁阻电机调速系统容错控制方面具有广阔的应用前景。
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