图1 单级隔离PFC变换器
Fig.1 Single-stage isolated PFC converter
摘要 针对单级无桥隔离型功率因数校正（PFC）变换器存在开关管电压应力大，工作于降压模式时，总谐波畸变率（THD）高、功率因数（PF）低的问题，提出一种具有宽输出调压范围与低电压应力的单级无桥隔离型PFC变换器。该变换器采用双绕组分裂电容的结构，降低了开关管与二极管的电压应力。通过引入工频开关管，消除变换器工作于降压模式时的输入电流畸变，实现降压模式下的高功率因数，从而有效拓宽输出电压的调节范围。变换器工作于断续导通模式（DCM）时，可实现二极管的零电流关断（ZCS）。详细分析变换器的工作原理和运行特性，并通过软件进行仿真证明，最后通过搭建一台50W实验样机，验证了该变换器能工作于较宽输出电压范围，具有开关管电压应力小、功率因数高、控制简单和转换效率高等优点。
关键词：单级无桥隔离型PFC变换器 宽输出调压范围 低电压应力 高功率因数
电力电子设备等非线性装置的使用，一方面会消耗大量的无功功率；另一方面会产生大量的谐波电流[1-3]。无功功率与谐波含量是关系电网效率的两个重要指标。为保证电网电能质量，通常须严格限制AC-DC变换器注入电网的谐波电流，以满足国际电工委员会制定的谐波标准IEC 61000-3-2。
有源功率因数校正（Active Power Factor Correction, APFC）变换器具有功率因数（Power Factor, PF）高、总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion, THD）低、成本低等优点，因而得到了广泛应用[4-5]。传统APFC拓扑为两级式结构，前级用于功率因数校正，后级用于DC-DC变换。这种两级式结构的PFC变换器具有功率因数高、调压范围大、稳压精度高等优点[6-7]，但通常控制复杂、体积较大。为追求更高功率密度，具有较少开关器件和较高效率的单级PFC变换器逐渐被人们所重视[8-11]。
文献[9-12]提出了几种常见的单级PFC电路。这几种拓扑均通过输入侧的二极管整流桥进行交流电压到直流电压的转换，然后通过对开关管的控制实现PFC。由于整流桥在任意时刻均存在两个二极管导通，二极管的通态损耗较大，限制了变换器的效率提升。为此，有学者们提出了无桥PFC变换器的方案[13]。
文献[14]提出了一种单级无桥无电解电容变换器，其利用半桥单元将无桥Boost电路与串联谐振变换器相整合，实现了结构的单级化，但串联谐振变换器的引入会增大电压应力，限制拓扑功率的提升。文献[15]提出了一种无桥反激PFC变换器。其通过引入共源双向开关管，使得交流输入电压下可得到正极性输出电压，从而省去了输入侧的整流桥。文献[16]提出了一种用于移相控制的交错图腾柱式无桥PFC变换器。通过将交错并联技术与无桥变换器相结合，减小了器件应力，提高了变换器效率，但感性元器件引入较多，且输出电压调压范围较窄。文献[17]提出了一种用于电池充电等中大功率场合的无桥软开关PFC变换器，变换器运行在连续导通模式（Continue Conduction Mode, CCM）下，可实现电路中全部开关管的零电压开通，具有较高的转换效率，但输入电流存在过零畸变，且仅可工作于升压模式，输出调压范围较窄。文献[18]提出了工作于断续导通模式（Discontinue Conduction Mode, DCM）的无桥Cuk变换器，具有输出电流纹波小、输出调压范围广等优点，但其输入电流THD较高。文献[19]中提出了一种无桥Sepic变换器，变换器工作在DCM下仅需单电压环就可以实现输入电流波形跟踪输入电压，无需无桥PFC变换器复杂的输入电压与输入电流采样电路，且电路功率因数高、THD低，但变换器输入和输出之间无电气隔离。文献[20]提出了一种基于Sepic电路的单级无桥隔离式PFC变换器，采用双向开关管省去了输入端的二极管整流桥，变压器二次侧的全波整流电路结构保证了输出电压为正极性，并实现了输入和输出之间的电气隔离。变换器设计工作于DCM时，输入电流连续、高功率因数、控制简单。但变换器工作于降压模式时，输入电流存在直流分量，导致输入电流正弦度差、THD较高，无法实现较好的PFC效果，因而很大程度限制了该变换器的输出电压调压范围，且开关管的电压应力较大。
为解决上述问题，基于文献[20]所提电路，提出一种具有宽输出调压范围与低电压应力的单级无桥隔离型PFC变换器。详细描述了变换器的工作模式、控制策略以及电路特性，最后通过仿真和搭建一台50W的实验样机验证了理论分析的正确性。该变换器工作于升压模式与降压模式时，均可实现低THD与高功率因数，从而有效拓宽了变换器的输出电压调节范围，且开关管电压应力低、电路转换效率高、控制简单。
文献[20]所提单级无桥隔离式PFC变换器主电路如图1所示，由储能电感L1，中间储能电容C1，共源双向开关管S1、S2，高频变压器T1，二极管VDo1、VDo2与输出滤波电容Co1组成。该变换器二次侧为全波整流结构，双向开关管承受的最大电压为输出电压折算至一次侧的值与中间储能电容电压之和，导致开关管电压应力较大。
当电路工作于降压模式时，即输出电压折算至一次侧的值小于输入电压时，在双向开关管导通期间，变压器二次侧二极管会导通，导致该阶段变换器存在向输出侧注入电流的现象，此时输入电流将存在明显畸变，且正弦度差、THD高、功率因数低，因而限制了该变换器输出调压范围。
图1 单级隔离PFC变换器
Fig.1 Single-stage isolated PFC converter
为解决图1所示变换器存在的问题，提出一种具有宽输出调压范围与低电压应力的单级无桥隔离型PFC变换器，变换器的主电路如图2所示。变换器结构主要包括储能电感L1、中间储能电容C1、双向开关管S1与S2、高频变压器T1、两个快恢复二极管VDo1与VDo2、两个工频开关管S3与S4、滤波电容Co1与Co2。其中，高频变压器一次绕组匝数为
，两个二次绕组匝数相同，均为
，
。
图2 所提单级无桥隔离型PFC变换器
Fig.2 The proposed single-stage bridgeless isolated PFC converter
所提变换器通过在变压器二次侧引入分裂电容结构，在不增加电流应力的前提下，降低了开关管S1、S2与二极管VDo1、VDo2的电压应力。此外，在变压器二次侧引入两个工频开关管S3与S4，可在变换器运行于降压模式时，有效阻断双向开关管导通期间，变换器向输出侧注入的电流，从而消除输入电流畸变，使变换器在降压模式下的THD与功率因数得到明显改善，有效拓宽了输出电压的调节范围。
变换器的DCM定义为二次侧的二极管与工频开关管工作于DCM，输入电感电流仍然连续。即在每个开关周期结束时，二次电流为零，输入电感电流不为零且保持不变，因此变换器工作于DCM时，可实现输入的高功率因数与二极管VDo1与VDo2的零电流关断，且二次侧开关管S3与S4动作频率为工频，不会带来较大损耗。
变换器设计在全负载范围内工作于DCM，同时做出如下说明：
（1）S1与S2工作于高频，其开关频率远大于输入电压工频，在一个开关周期内认为输入交流电压值与输出电压恒定。S3与S4工作于工频周期，正半周期S3恒定导通，S4恒定关断；负半周期情况相反。
（2）忽略电容C1电压的高频纹波，认为中间储能电容电压始终等于输入交流电压，即
。
（3）所有元器件均为理想元器件，不考虑元器件寄生参数的影响。
为了简化分析，下面仅对交流输入电压正半周期内的变换器工作模态进行分析，负半周期情况与正半周期类似，不再赘述。
1.2.1 升压工作模式
升压工作模式如图3所示，定义当变换器输入交流电压始终小于输出电压折算至一次侧值时，变换器工作于升压模式。
图3 升压工作模式
Fig.3 The boost working mode
在输入电压的正半周期内，开关管S3始终导通，开关管S4始终关断，双向开关管S1与S2工作于高频。
图4与图5分别为变换器在开关周期内三种工作模态的等效电路与主要元器件的工作波形。
图4 升压模式下等效电路
Fig.4 Equivalent circuits in boost mode
图5 升压模式主要元器件工作波形
Fig.5 Working waveforms of main components in boost mode
模态1 [t0, t1
：在t0时刻，开关管S1与开关管S2的体二极管导通，输入交流电压给电感L1充能，中间储能电容C1给变压器励磁电感Lm1充能，二极管VDo1与VDo2两端承受电压分别为
（1）
（2）
式中，uC1为中间储能电容C1两端电压。
变换器工作于升压模式，二极管VDo1与VDo2承受电压为正，始终保持关断，负载由输出滤波电容Co1与Co2供电，维持输出电压稳定，在 [t0, t1
期间，输入电感电流iL1与励磁电感电流iLm1分别从i0与-i0开始线性增加，可分别表示为
（3）
（4）
式中，i0为变换器在某一开关周期的初始输入电流。
模态2 [t1, t2：在t1时刻，双向开关管S1与S2关断，二极管VDo1导通，VDo2关断，开关管S3在正半周期内始终导通，储能电感L1与励磁电感Lm1通过VDo1与S3向变压器二次侧释放能量，此时开关管S1与二极管VDo2承受电压分别为
（5）
（6）
在此期间，输入电感电流iL1、励磁电感电流iLm1与二极管电流iDo1线性减小，直到iL1减小为i0，iLm1减小为-i0，二次侧二极管电流iDo1逐渐减小至0。iL1、iLm1与iDo1可分别表示为
（7）
（8）
（9）
式中，
为变压器电压比。
模态3 [t2, t3]：t2时刻，励磁电感电流与输入电感电流相等，输入交流源uin、输入储能电感L1、中间储能电容C1与励磁电感Lm1构成续流回路。变压器二次侧二极管VDo1零电流关断，无能量向二次侧传递，电容Co1与Co2维持输出电压，向负载提供电能，此时开关管S1、二极管VDo1与VDo2承受电 压为
（10）
（11）
在 [t2, t3] 期间，输入电感电流iL1与励磁电感iLm1始终保持不变，即
（12）
1.2.2 降压工作模式
降压工作模式如图6所示，定义当输入交流电压大于输出电压折算至一次侧值时，变换器工作于降压模式。即图6中T1～T2与T4～T5阶段。
在输入交流电压的正半周期内，开关管工作方式与升压模式相同，开关管S3始终导通，开关管S4始终关断，双向开关管S1与S2工作于高频。降压模式下变换器高频开关周期也存在三种工作模态。
图6 降压工作模式
Fig.6 The buck working mode
图7为输入电压的正半周期内，变换器工作于降压模式时，一个稳态开关周期内三种工作模态的等效电路。图8为稳态开关周期内各主要元器件的工作波形。由于变压器二次侧工频开关管的引入，使得电路工作模态与升压模式基本相同，仅模态1 [t0, t1中，二极管VDo2与工频开关管S4状态不同。
图7 降压模式下等效电路
Fig.7 Equivalent circuits in buck mode
模态1 [t0, t1：在t0时刻，开关管S1与开关管S2的体二极管导通，输入交流电压源给电感L1充能，中间储能电容C1给变压器励磁电感Lm1充能，若无工频开关管S3与S4的引入，二极管VDo1与VDo2两端承受电压分别为如式（1）与式（2）所示。此时电路处于降压模式，二极管VDo2承受电压小于零，二极管VDo2导通。
由于所提变换器在变压器二次侧引入了工频开关管S4，且S4在输入电压正半周期内始终关断，阻断了[t0, t1期间输入交流电压通过二极管VDo2向负载注入电流。
图8 降压模式主要元器件工作波形
Fig.8 Working waveforms of main components in buck mode
工频开关管
承受的电压如式（13）所示，因而在[t0, t1期间，无能量向输出侧传递，输出滤波电容Co1与Co2向负载供电，维持输出电压稳态，电路中仅二极管VDo2与工频开关管S4承受电压不同，其余元器件工作模式与升压模式模态1 [t0, t1完全相同。
（13）
模态2 [t1, t2：与升压模式模态2 [t1, t2基本一致，仅变换器中各器件承受电压与电流大小不同。
模态3 [t2, t3]：与升压模式模态3 [t2, t3]基本一致，仅变换器中各器件承受电压与电流大小不同。
定义双向开关管S1与S2的开关周期为
，其导通阶段时长为D1T，储能电感L1与励磁电感Lm1向负载释放能量阶段时长为D2T。在输入电压的正半周期内，当双向开关管S1与S2导通时，输入电感电流iL1与励磁电感电流
线性增大，在双向开关管S1与S2关断瞬间，二极管VDo1导通，此时输入电感电流iL1、励磁电感电流与二极管电流iDo1均到达峰值，其表达式为
（14）
（15）
将式（14）、式（15）代入式（9）可得二极管峰值电流表达式为
（16）
式中，
为等效电感，
。
在储能电感L1与励磁电感Lm1向负载释放能量阶段，二极管电流iDo1将从峰值逐渐减小至0，这段时长D2T可表示为
（17）
式中，
，
为输入交流电压峰值。
可得电路工作于稳态时，在双向开关管的一个开关周期内输出电流平均值为
（18）
在输入交流电压正半周期内，输出电流平均值可表示为
（19）
根据功率守恒可得
（20）
式中，Pin为输入功率；Po为输出功率。
将式（18）代入式（20），可将输入电流表示为
（21）
从式（21）可知，变换器工作于稳态时，在定频控制下只需保证占空比D1恒定；在变频控制下只需保证占空比D1的二次方与周期T的乘积恒定，此时输入电流将自动跟踪输入交流电压波形，保持与输入电压的同相位，无需输入电流采样电路，仅在单电压环控制下即可实现电路功率因数校正功能。同时变换器工作于DCM时，输入电流连续，平均电流为正弦波，可实现输入电流的低THD与高功率因数。
为了更清晰地介绍所提变换器工作于降压模式时的PFC实现机理，首先令变换器二次侧工频开关管S3与S4始终导通，高频开关管S1与S2正常工作，此时所提变换器与文献[20]中提出的变换器工作原理基本一致，所提变换器等效电路如图9所示。
图9 所提变换器等效电路
Fig.9 Equivalent circuit of converter
在输入电压的正半周期内，当变换器双向开关管导通，储能电感L1与励磁电感Lm1蓄能时，二极管VDo2承受电压如式（2）所示。
此时变换器工作于降压模式，二极管VDo2承受负压而导通，开关管S4始终导通，变换器通过VDo2向负载注入电流，所提降压模式工作模态如图10所示。
图10 降压模式工作模态
Fig.10 Working mode of converter in buck mode
二极管电流
的峰值可表示为
（22）
在高频开关周期内，流过VDo2的平均电流为
（23）
当双向开关管关断后，VDo2承受电压为正，二极管硬关断，此后变换器的工作模态与升压模式完全相同。
由于在双向开关管导通与截止期间，变换器均有电流流向输出侧，所以输出电流平均值可表示为上述两个期间内二极管电流平均值之和，即
（24）
同理，根据功率守恒可得变换器工作于降压模式下输入电流的表达式为
（25）
式中，直流分量仅存在于图6所示的[
, 
]与[
, 
]期间。
从式（25）可知，当变换器工作于降压模式时，在双向开关管导通期间，二次侧二极管会导通，变换器向负载传递能量，从而导致输入电流在图6所示的[T1, T2]与[T4, T5]期间存在额外直流分量，此时变换器功率因数下降、THD增加、输出调压范围受限。此外，二极管VDo2工作于高频且不为零电流关断，会带来较大的反向恢复损耗。上述问题也存在于文献[20]所提拓扑中。
令二次侧工频开关管S3与S4正常工作，即在输入电压正半周期内，S3始终导通、S4始终关断；在输入电压负半周期内，S3始终关断、S4始终导通。
当电路工作于降压模式时，在双向开关管S1与S2导通期间，由于S4始终关断，阻断了变换器通过二极管VDo2向负载传输能量。此时，电路工作模态如图7所示，与升压模式基本一致，仅二极管VDo2与工频开关管S4所承受电压不同，根据式（21）可知，工频开关管的引入消除了输入电流的直流分量，改善了电流正弦度，减小输入电流THD，使得变换器工作于降压模式时仍能保持高功率因数，从而有效拓宽了输出电压的调节范围。
在此期间，二极管VDo2始终无电流通过，避免了由二极管硬关断所带来的反向恢复损耗。电路工作于电流断续模式，实现了变压器二次侧二极管的零电流关断（Zero Current Switching, ZCS），且开关管S3与S4动作频率为工频，因此引入两个工频开关管不会带来较大损耗。
在相同输入输出条件下，对所提变换器与文献[20]所提变换器各器件应力进行分析，其中变压器两个二次绕组的匝数相同，
，为保证变压器工作于最佳运行状态，采用文献[20]中所用变压器电压比n=2。
双向开关管电压应力分析：当变换器的双向开关管S1与S2关断时，其承受电压为中间电容电压
与输出电压折算一次侧值之和，文献[20]所提变换器的变压器二次侧采用全波整流结构，其双向开关管承受的电压
为
（26）
所提变换器在变压器二次侧引入了双绕组分裂电容的结构，此时双向开关管承受的电压可表示为
（27）
从式（27）可知，在相同的电路参数下，相较于文献[20]所提出的拓扑，本文提出的拓扑中，双向开关管电压应力显著减小。
双向开关管电流应力分析：在变换器双向开关管S1与S2导通时，其流过的电流为输入电感电流iL1与励磁电感电流iLm1之和，根据式（3）、式（4）可得开关管电流峰值为
（28）
从式（28）可知，双向开关管电流应力与输出电压无关，因此所提变换器在减小双向开关管S1与S2的电压应力时不会增加电流应力。二极管VDo1电压应力分析：文献[20]提出的电路在双向开关管S1与导通阶段，二极管VDo1承受电压为输出电压Uo与中间电容电压uC1折算二次侧值之和。
所提变换器在此期间内，二极管VDo2所承受电压应力为输出电压Uo的一半与中间电容电压uC1折算于二次侧值之和，因而可有效地减小二极管VDo1电压应力。
二极管VDo1电流应力分析：流过二极管VDo1的峰值电流如式（16）所示，与变压器二次侧结构无关，不会额外增加开关管电流应力。二极管VDo2应力与二极管VDo1相同，在正负半周内对称，不再赘述。
在输入电压的正半周期内，工频开关管S3始终导通，其电流应力与二极管VDo1相同；工频开关管S4始终关断，仅在电路工作于降压模式下，双向开关管导通期间所承受电压
，如式（13）所示。S3与S4的应力在正负半周内对称，不再赘述。
综上所述，所提变换器通过在变压器二次侧引入双绕组分裂电容的结构，在不增加各元器件电流应力的前提下，可有效减小变压器一次侧开关管与二次侧二极管的电压应力。
2.4.1 输出调压范围
变换器设计工作于DCM，采用开关平均模型法对变换器进行建模。以输入电压的正半周期为例，选取双向开关管S1、S2与二次侧二极管VDo1作为开关网络进行建模，在此期间内，工频开关管S3始终导通，S4始终关断，开关网络模型如图11所示。
图11 简化建模示意图
Fig.11 Simplified modeling diagram
图11中，开关网络的状态变量包括输入电压v1、输入电流i1、输出电压v2、输出电流i2。对变换器在双向开关管周期内的开关网络状态变量进行平均化可得
（29）
将式（29）简化可得
（30）
式中，
为等效输入阻抗，因此可建立负载-功率源等效模型，如图12所示。由功率源模型可得输入电压与输出电压的关系表达式为
图12 负载-功率源模型
Fig.12 Load-power source model
（31）
式中，Um.rms为输入电压有效值；RL为负载。
由式（31）可知，在变换器工作参数固定时，其输出电压可由占空比D1来决定，占空比D1的下限由控制输出占空比的最小分辨率与驱动器最小脉宽等因素决定，取
。
变换器设计工作于DCM下具有控制简单、THD低、输入功率因数高、效率高等优点，而变换器工作于CCM时不具备上述优点，因此需限制变换器在全负载范围内工作于DCM。
（32）
将式（17）与式（31）代入式（32）并化简可得，占空比D1最大值的表达式为
（33）
所提变换器最大占空比
，因此可得输出电压与输入电压有效值之比k的范围为
。
根据式（33）与式（31）可知，在满足器件应力的情况下，可优化变压器电压比
，来提高变换器工作于DCM下的最大占空比，从而拓宽输出电压的上限。
2.4.2 中点电压平衡特性分析
将输出分裂电容电压代入式（21），可分别得到输入电压正负半周内的输入电流表达式为
（34）
式中，
、
分别为两个输出电容的电压。
由式（34）可知，当中点电压不平衡时，输入电流在正负半周期内的峰值不同，将存在输入电流在正负半周期内不对称的情况，从而引起输入电流THD高、PFC效果差、器件应力不均等问题。
根据1.2节分析，在输入电压的正半周期内，当双向开关管导通后，变换器通过二次侧二极管VDo1与工频开关管S3对输出电容Co1进行充能，其中二极管VDo1的平均电流为
（35）
在输入电压的负半周期内，当双向开关管导通后，变换器通过二次侧二极管VDo2与工频开关管S4对输出电容Co2进行充能，其中二极管VDo2的平均电流为
（36）
由式（35）与式（36）可知，当
时，输出电容
充电电荷将大于输出电容
的充电电荷，即
，此时将逐渐减小，将逐渐增大，最终趋于平衡；反之情况类似。
因此所提拓扑具有良好的中点电压自平衡特性，无中点电压不平衡的问题。
工频开关管在过零点处进行状态切换时，由于采样系统在过零点时会产生扰动，常会导致其开通不及时，从而引起输入电流的过零畸变。因而需要在实际控制中，对工频开关管的具体控制策略进行优化。
根据2.2节分析可知，变换器工作于降压模式下，工频开关管仅在图6所示的[T1, T2]与[T4, T5]期间对输入电流畸变进行抑制，在其余时段内，输入电流本身不存在直流分量，因此保持工频开关管始终导通即可。基于此，提出一种变换器工频开关管的优化控制策略，其示意图如图13所示。图中，
为输入电压正负半周切换阈值，分别对应正向状态切换点A1、A2与负向状态切换点B1、B2；设置正向状态机M1与负向状态机M2用于标记输入电压位置；开关管导通时记为1，关断时记为0。
在输入电压的正半周期内，输入电压达到A1时，正向状态机M1置1，负向状态机M2清零，表示输入电压刚过零转正，此时将开关管S3导通，S4关断以抑制输入畸变。
图13 控制策略示意图
Fig.13 Schematic diagrams of control strategy
当输入电压达到A2点时，将M1置2，表示输入电压即将过零转负，此时变换器已无输入电流畸变，将开关管S3与S4导通即可。负半周期开关状态切换逻辑与正半周期情况类似，如图13b所示，不再赘述。
通过上述优化策略，无需精确的过零点检测，同时在过零处留有
的抗干扰裕度，有效地避免了过零点处采样干扰的影响。以上优化控制策略结合了变换器的相关工作特性，仅适用于所提变换器。
通过PLECS 3.6.1软件平台对本文所提具有宽调压范围与低电压应力的单级无桥隔离型PFC变换器进行仿真证明，变换器具体的仿真参数见表1。
图14与图15为变换器工作于升压模式时的仿真波形。如图14a所示，变压器电压比n设为2，变换器输出电压折算至一次侧为50V，大于输入交流电压峰值，满足升压工作模式要求。在此工作模式下变换器输入输出电流如图14b所示，所提变换器的输入电流呈正弦波，可实时跟踪输入电压波形，具有良好的PF校正效果。
图15为输入电压的正半周期内，变换器工作于升压模式下，各主要元器件工作波形，由图可知，变换器工作于DCM时，变压器二次侧二极管可实现零电流关断，且输入电流连续，THD较低。各器件电压应力与理论分析一致。
表1 单级无桥隔离型PFC变换器主要参数
Tab.1 Circuit parameters of the single-stage bridgeless isolated PFC converter
参 数数 值 输入交流电压有效值uin/V30 输入电压频率f/Hz50 输出电压Uo/V升压模式50 降压模式30 输出负载RL/W50 输入电感L1/mH800 中间电容C1/mF1 变压器电压比n2 输出分裂电容Co1, Co2/mF470 双向开关管频率fS1/2/kHz100 二次侧开关管频率fS3/4/Hz50
图14 升压模式仿真波形
Fig.14 Simulation waveforms in boost mode
图16为变换器在自平衡特性的作用下的输出电压与输入电压电流波形，在0.4s时主动向输出电容注入8V不平衡电压，此时输入电流出现了畸变，PFC效果变差。在自平衡特性作用下，中点电压经0.3s恢复平衡，输入电流PFC效果恢复正常。
图15 升压模式各元器件仿真波形
Fig.15 Simulation waveforms of components in boost mode
图16 中点电压自平衡示意图
Fig.16 Self-balancing characteristics of midpoint voltage
变换器具有良好的自平衡特性，不存在中点电压平衡问题，与理论分析一致。此外，在一些需要中点电压快速平衡的场合，可利用变换器向上下输出电容充放电的特性设计平衡控制方法来加快中点电压平衡速度。
为突出所提变换器工作于降压模式时的优势，将二次侧工频开关管始终导通，与正常工作时的主要工作波形进行对比。S3与S4始终导通时变换器仿真波形如图17所示，当工频开关管S3与S4始终导通时，所提变换器与文献[20]所提变换器工作原理基本一致。此时输入电流存在直流分量，THD高、功率因数低，限制了变换器的调压范围。
图17 S3与S4始终导通时变换器仿真波形
Fig.17 Simulation waveforms in S3 and S4 turning on
S3与S4正常工作时变换器仿真波形如图18所示，当二次侧工频开关管S3与S4正常工作时，由于二次侧工频开关管的引入阻断了双向开关管导通期间电路向负载传输能量，消除了输入电流的直流分量，实现了降压模式下的低THD与高功率因数，从而有效地拓宽了输出调压范围。
图18 S3与S4正常工作时变换器仿真波形
Fig.18 Simulation waveforms in S3 and S4 working
图19为输入电压正半周期内，变换器工作于降压模式时，各元器件工作波形。从图中可知，各元器件工作状态和电压应力与理论分析相同。此时变换器工作模态与升压模式相比，仅二次侧二极管与工频开关管所承受电压情况不同。
图19 降压模式各元器件仿真波形
Fig.19 Simulation waveforms of components in buck mode
图20为两种变换器在相同参数下，PF与THD随输出电压变化曲线。从图中可得，变换器工作于降压模式时，文献[20]提出的变换器的输入电流THD明显增高，功率因数显著下降。
综上所述，所提变换器消除了升降压模式下输入电流畸变，保证了其工作在降压模式时的低THD与高功率因数，从而有效地拓宽了输出调压范围，仿真结果与理论分析一致。
图20 PF与THD随输出电压变化关系
Fig.20 PF and THD variations at different output voltage
为验证理论分析的正确性与变换器的可行性，搭建了一台50W的实验样机，变换器参数与仿真参数一致，表2为实验中所使用主要器件型号，变换器样机与及实验所用控制单元如图21所示。
表2 实验样机主要器件
Tab.2 Key components of prototype
器 件型 号 驱动芯片UCC5320SCDR 开关管20N60C3 二极管F4C10120A 线性光耦TLP7820 DSPTMS320F28335
升压模式实验波形如图22所示，变换器工作于升压模式下，输入电流能很好地保持与输入电压同相位，功率因数为0.995，输入电流THD=3.4%，电路转换效率为89.3%。此外根据2.4.2节分析，中点电压不平衡会导致输入电流正负半周的不对称，而图22b中输入电流正负半周对称，实验结果表明，变换器的中点电压始终保持平衡。
图21 实验样机与控制单元
Fig.21 Experimental prototype and its control loop
图22 升压模式实验波形
Fig.22 Experimental waveforms of converter in boost mode
当变换器工作于输入交流电压的正半周期时，双向开关管电压、输入电感电流与二极管电流如图23所示，从图中可知，变压器工作于DCM，变压器二次侧二极管可实现零电流关断，且输入电感连续，实验结果与理论分析相符。
变换器工作于降压模式时，其主要波形如图24所示。为突出对比本文所提变换器工作于降压模式时的优势，首先，令开关管S3与S4始终导通，根据降压模式分析，此时变换器工作原理与文献[20] 所提变换器一致，存在降压模式下的输入电流畸变。此时，变换器输入电流波形如图24b所示。变换器的输入电流存在严重的畸变，其功率因数为0.89，THD=37%。最后，令工频开关管S3与S4正常工作，即输入电压为正时，S3始终导通，S4始终关断；输入电压为负时，S3始终关断，S4始终导通。此时，电路输入电压与输入电流波形如图24c所示，其功率因数为0.991，具有良好功率因数校正效果，电路转换效率为87.2%，THD=4.4%。可以看出，所提变换器工作在降压模式时仍能保证高功率因数与低THD。
图23 升压模式主要器件实验波形
Fig.23 Experimental waveforms of main components in boost mode
图24 降压模式实验波形
Fig.24 Experimental waveforms of converter in buck mode
图25为所提变换器工作于不同输出电压下的功率因数与转换效率。由图可知，所提变换器在具备较宽的调压范围的同时仍可保持输入的高功率因数，且变换器转换效率始终大于86%，功率因数始终大于0.98。由于样机仅为验证所提变换器的可行性，且设计功率较小，各种寄生参数所带来的损耗占比较大，导致样机的转换效率不高。若适当增大变换器功率并对电路参数进行优化，所提变换器的转换效率可得到进一步提高。
图25 功率因数与效率随输出电压变化曲线
Fig.25 Conversion curves of power factor and efficiency with output voltage
本文提出一种具有宽输出调压范围与低电压应力的单级无桥隔离型PFC变换器，理论分析、仿真及实验结果验证了所提变换器的可行性，同时表明其具有如下特点：
1）通过向变压器二次侧引入分裂电容的结构，在不增加电路电流应力的情况下，减小了双向开关管与变压器二次侧二极管的电压应力，同时输出分裂电容的结构无中点电压不平衡的问题，有较好的自平衡特性，但因增加额外电容使得成本与体积有所增加。
2）通过在变压器二次侧引入工频开关管，阻断了变换器工作于降压模式时，双向开关管导通期间，电路向输出侧注入电流，消除了变换器输入电流中的直流分量，降低了输入电流THD，实现了变换器降压模式下的高功率因数，从而有效地拓宽了输出电压的调节范围，但需额外增加输入电压采样进行工频开关管的控制。此外在上述过程期间变压器二次侧二极管始终无电流通过，从而有效地避免了二极管的硬关断所带来的损耗。
3）变压器二次电流不连续，可实现二极管零电流关断，且二次侧开关管S3与S4动作频率为工频，因此工频开关管的引入不会带来较多损耗，保持了无桥变换器高效率的特性，同时通过优化控制策略可避免输入电压过零点的采样干扰，具有良好的控制稳定性。
4）变换器设计工作于DCM，无论运行于升压模式或降压模式，均可以在单电压环的控制下实现低THD、高功率因数与较宽的输出调压范围，省去了输入电流采样电路与控制环路，控制简单。
参考文献
[1] 王忠杰, 王议锋, 陈庆, 等. 基于GaN的高频Boost变换器优化设计[J]. 电工技术学报, 2021, 36(12): 2495-2504.
Wang Zhongjie, Wang Yifeng, Chen Qing, et al. Optimal design of high frequency Boost converter based on GaN[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2021, 36(12): 2495-2504.
[2] Xiu Hejie, Ruan Xinbo, Zhang Li. Adaptive voltage control for bidirectional converter in Flicker-free electrolytic capacitor-less AC-DC LED driver[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2017, 29(1): 320-324.
[3] 张志, 孟利伟, 唐校, 等. 有源钳位单级隔离型AC-DC功率因数变换器[J]. 电工技术学报, 2021, 36(12): 2616-2626.
Zhang Zhi, Meng Liwei, Tang Xiao, et al. A single stage isolated AC-DC power factor corrected converter with active clamping[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(12): 2616- 2626.
[4] 阎铁生, 李明洪, 周国华, 等. 一种一次侧控制的Buck-Flyback 单级功率因数校正变换器LED驱动电路[J]. 电工技术学报, 2019, 34(16): 3355-3365.
Yan Tiesheng, Li Minghong, Zhou Guohua, et al. A Buck-Flyback single-stage power factor correction converter for LED driving circuit with primary-side control[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(16): 3355-3365.
[5] 李国庆, 边竞, 王鹤, 等. 适用于直流电网的环流式线间直流潮流控制器[J]. 电工技术学报, 2020, 35(5): 1118-1127.
Li Guoqing, Bian Jing, Wang He, et al. A circulating current interline DC power flow controller for DC grid[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(5): 1118-1127.
[6] Wei Chen, Shao Jianwen, Agrawal B, et al. New surface mount SiC MOSFETs enable high efficiency high power density Bi-directional on-board charger with flexible DC-link voltage[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2019, 29(1): 1904-1909.
[7] 徐鑫雨, 吴红飞, 贾益行, 等. 基于三端口无桥PFC的两级式隔离型双输出AC-DC变换器[J]. 中国电机工程学报, 2020, 40(22): 7431-7440.
Xu Xinyu, Wu Hongfei, Jia Yihang, et al. A two-stage isolated dual-output AC-DC converter based on three- port bridgeless PFC[J]. Proceedings of the CSEE, 2020, 40(22): 7431-7440.
[8] 贾益行, 吴红飞, 韩蒙, 等. 准单级功率变换的高效单相三端口功率因数校正变换器[J]. 电力系统自动化, 2018, 42(18): 136-141.
Jia Yihang, Wu Hongfei, Han Meng, et al. High- efficiency single-phase three-port converter for power factor correction based on quasi single-stage power conversion[J]. Automation of Electric Power Systems, 2018, 42(18): 136-141.
[9] 吕寻斋, 刘雪山, 周群, 等. 谐振式单开关多路低纹波输出LED驱动器[J]. 电工技术学报, 2021, 36(10): 2081-2091.
Lü Xunzhai, Liu Xueshan, Zhou Qun, et al. Resonant single-switch multi-channel low-ripple LED driver[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(10): 2081-2091.
[10] 章治国, 刘俊良, 郭强, 等. 一种单级隔离型软开关功率因数校正变换器[J]. 电工技术学报, 2018, 33(14): 3232-3230.
Zhang Zhiguo, Liu Junliang, Guo Qiang, et al. A single stage isolated soft switching power factor correction converter[J]. Transactions of China Elec- trotechnical Society, 2018, 33(14): 3232-3230.
[11] Zhao Chengdong, Zhang Junming, Wu Xinke. An improved variable on-time control strategy for a CRM Flyback PFC converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2017, 32(2): 915-919.
[12] Lim S, Otten D M, Perreault D J, et al. New AC-DC power factor correction architecture suitable for high- frequency operation[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016, 31(4): 2937-2949.
[13] Huang Qingyuan, Huang Qin. Review of GaN totem- pole bridgeless PFC[J]. CPSS Transactions on Power Electronics and Applications, 2017, 2(3): 187-196.
[14] 梁国壮, 田涵雷, 王子园, 等. 一种单级无桥式高功率因数无电解电容 AC-DC LED驱动器[J]. 电工技术学报, 2019, 34(16): 3396-3407.
Liang Guozhuang, Tian Hanlei, Wang Ziyuan, et al. A single-stage bridgeless, electrolytic capacitor-free AC-DC LED with high power factor[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(16): 3396-3407.
[15] 殷刚, 许建平, 陈章勇. 一种高效率无桥双谐振功率因数校正变换器[J]. 电工技术学报, 2017, 32(8): 201-207.
Yin Gang, Xu Jianping, Chen Zhangyong. A high efficiency bridgeless dual resonant power factor correction converter[J]. Transactions of China Elec- trotechnical Society, 2017, 32(8): 201-207.
[16] Park M, Baek J, Jeong Y. An interleaved totem-pole bridgeless Boost PFC converter with soft-switching capability adopting phase-shifting control[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2019, 34(11): 10610-10618.
[17] Alam M, Eberle W, Gautam D S, et al. A soft- switching bridgeless AC-DC power factor correction converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2017, 32(10): 7716-7720.
[18] Fardoun A A, Ismail E H, Sabzali A J, et al. New efficient bridgeless Cuk rectifiers for PFC Appli- cations[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2012, 27(7): 3292-3301.
[19] Ma Hongbo, Li Yuan, Lai J S, et al. An improved bridgeless SEPIC converter without circulating losses and input-voltage sensing[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topicsin Power Electronics, 2018, 6(3): 1477-1455.
[20] 王金平, 胡凡宇, 侯良奎, 等. 一种单级无桥隔离型PFC变换器[J]. 中国电机工程学报, 2017, 37(24): 7276-7283.
Wang Jinping, Hu Fanyu, Hou Liangkui, et al. An isolated PFC converter with single-stage and brid- geless properties[J]. Proceedings of the CSEE, 2017, 37(24): 7276-7283.
A Single-Stage Bridgeless Isolated PFC Converter with Wide Output Voltage Range and Low Voltage Stress
Abstract Since the single-stage bridgeless isolated power factor correction (PFC) converter has high voltage stress of the MOSFET, low power factor and high total harmonic distortion when it works in the Buck mode, a novel single-stage bridgeless isolated PFC converter is presented. This converter adopts a dual-winding split capacitor structure, which reduces the voltage stress of the MOSFET and the diodes. The power frequency MOSFET can eliminate the input current distortion, there by effectively realizing high power factor in Buck mode and broadening the range of output voltage. When the converter works in discontinue conduction mode (DCM), zero current switching (ZCS) of the diode can be achieved. The working principle and operating characteristics of the converter are analyzed in detail. Finally, a 50W experimental prototype is built to verify that the converter can work in a wide output voltage range, and has the advantages of small device voltage stress, low THD, high power factor, simple control method and high conversion efficiency.
keywords：Single-stage bridgeless isolated PFC converter, wide output voltage range, low voltage stress, high power factor
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210316
中图分类号：TM461
孙 凯 男，1999年生，硕士研究生，研究方向为有源功率因数校正技术。E-mail: 15651903923@163.com
贲洪奇 男，1965年生，教授，博士生导师，研究方向为高频功率变换技术和功率因数校正技术等。E-mail: benhq@hit.edu.cn（通信作者）
收稿日期 2021-03-11
改稿日期 2021-09-10
国家自然科学基金资助项目（51377036）。
（编辑 陈 诚）