图1 无线能量和数据协同传输系统电路
Fig.1 Circuit diagram of the wireless power and data transfer system
摘要 该文提出一种新型的无线能量和数据协同传输方案，通过采用基于平面方形线圈和DD线圈的正交磁耦合机构，降低交叉干扰，拓展设计自由度，简化电路分析。提出基于有限元仿真的正交磁耦合机构优化设计方法，阐明能量传输和数据传输交叉干扰小的原因，研究能量和数据传输特性。为验证理论分析，搭建一个传输距离为130mm、磁耦合机构（包括能量线圈和数据线圈）外尺寸为120mm×120mm×15mm、输出功率为47W的样机，样机效率可达68.4%，数据传输速率为1.0Mbit/s。通过对比数据单独传输及能量和数据协同传输时的波形，证明能量传输和数据传输干扰可忽略。
关键词：无线能量和数据协同传输（WPDT） 正交磁耦合机构 双边LCC补偿拓扑 二进制频移键控（BFSK）
无线能量传输（Wireless Power Transfer, WPT）技术具有灵活方便、电气隔离、环境适应性强和易维护等优点，能够解决线缆输电的部分问题，成为当下的研究热点[1-5]。在部分WPT系统中，为了实现用户识别、状态监控、闭环控制及多控制器同步等功能，在进行无线能量传输的同时，系统一次、二次侧需要交互数据[6-7]。射频通信技术与微波通信技术是两种常用的通信技术，但应用于无线能量传输系统中存在以下问题：随着无线能量传输功率以及系统工作频率的提高，射频通信的误码率会升高[8]，同时由于标准射频通信技术采用公共频段，难以保证信息安全；无线能量传输系统一次、二次侧往往存在较大的偏移，导致对偏移较敏感的微波通信可能失效[9]。为解决无线能量传输系统中的数据传输问题，人们提出了多种无线能量和数据协同传输（Wireless Power and Data Transfer, WPDT）方案。
直接调制电能信号实现电能和数据协同传输是一种有效的解决方案。主要调制方式有幅移键控（Amplitude Shift Keying, ASK）[10]、负载键控（Load Shift Keying, LSK）[11]和频移键控（Frequency Shift Keying, FSK）[12]，这三种调制方式中，FSK拥有比ASK和LSK更好的抗噪性能。由于是直接调制电能信号，三种调制方式对功率传输影响大、通信速率低且不适用于大功率场合。为提高通信速率，减小数据传输与能量传输的交叉干扰，有学者借鉴电力线载波通信技术[13]，先将数据调制到高频载波上，经功率放大后耦合到能量传输电路进行传输，在接收端分离出高频载波信号，最后还原出发送的数据。该方案中能量传输与数据传输共用耦合通道，因此需要额外的数据加载及提取电路，数据传输电路参数设计复杂，同时功率电路开关噪声对数据传输影响大，限制了系统功率等级的提升，此外系统对载波频率有一定要求。
使用双耦合通道分别传输电能与数据能有效解决单耦合系统的问题[14-17]，能量传输与数据传输使用不同的耦合通道，数据传输速率不受能量传输系统工作频率的限制，同时不需要复杂的数据加载及提取电路，整个系统的体积相比于单耦合系统大大减小。但目前的双耦合系统中，仍然存在交叉干扰严重、对解调电路要求较高的问题[18-20]。为此，本文提出了基于正交磁场的无线能量和数据协同传输方案，以尽量减小能量传输和数据传输的交叉干扰。由于数据线圈匝数很少，且所用单股铜线很细，因此引入数据线圈对磁耦合机构的体积影响很小。为验证理论分析，搭建了传输距离为130mm、磁耦合机构外尺寸为120mm×120mm×15mm（其中能量线圈高度为14mm，数据线圈高度为1mm）、输出功率为47W的WPDT样机，系统效率为68.4%，数据传输速率高达1.0Mbit/s。
图1为无线能量和数据协同传输系统电路。能量传输部分由全桥逆变器（Ⅰ）、双边LCC补偿拓扑（Ⅱ）、能量传输磁耦合机构（Ⅲ）、整流滤波及负载电路（Ⅳ）四部分组成，Uin为直流输入电压，Iin为直流输入电流，Cin为输入滤波电容，Q1～Q4为4个MOSFET，UAB和IAB分别为逆变器输出电压和电流，Lf1、Cf1、C1分别为一次侧串联补偿电感、并联补偿电容以及串联补偿电容，L1、L2分别为能量传输耦合线圈一次、二次自感，I1、I2分别为一次、二次侧能量线圈电流，M12为能量传输线圈互感，Lf2、Cf2、C2分别为二次侧串联补偿电感、并联补偿电容以及串联补偿电容，VD1～VD4为4个二极管，Uab为整流桥输入电压，CF为输出滤波电容，RL为负载，Uout为输出电压，IR为输出电流。无线数据传输部分（Ⅴ）由信号调制电路、数据传输磁耦合机构、S/S补偿拓扑以及解调电路四个子模块组成，Uod为发送数据，C3、C4分别为数据传输系统一次、二次侧补偿电容，L3、L4分别为数据传输耦合线圈一次、二次侧自感，M34为数据传输线圈互感，Udd为接收数据。图2为数字信号调制电路，其本质上是半桥逆变器。
图1 无线能量和数据协同传输系统电路
Fig.1 Circuit diagram of the wireless power and data transfer system
图2 数字信号调制电路
Fig.2 Data modulation circuit
图中，Uin-d为数据传输电路直流输入电压，Q1d、Q2d为两个MOSFET，其与电容C1d、C2d构成半桥逆变器，Udr1与Udr2分别为Q1d和Q2d的驱动信号，两者互补，Umd为经过FSK调制的信号，f(bit)为Uod与Udr1、Udr2的关联函数，具体表达式为
（1）
当要传输的二进制数据为1时，产生频率为fh的高频驱动信号，否则将产生频率为fl的低频驱动信号，因此发送数据被调制到不同频率的载波上。
图3为数字信号解调电路。Uout-d为数据传输接收端未经解调的信号。Umd通过数据线圈耦合到接收端，经过高通滤波器后连接到两个不同的电路。这两个电路中的放大器、包络检波器和电阻电容低通滤波器电路结构完全相同，仅陷波器的陷波频率不同，陷波器1和2的陷波频率分别为fl和fh。最后，利用比较器对放大器2和4的输出进行比较，比较器的输出即接收数据Udd。
图3 数字信号解调电路
Fig.3 Data demodulation circuit
磁耦合机构是无线能量和数据协同传输系统核心部分，常用的磁耦合机构有平面圆/方形、DD（double D）、扁平螺线管等。平面圆/方形磁耦合机构简单且耦合性能较好，在最大外尺寸相同的情况下，平面方形相较于平面圆形具有更好的耦合性能，本系统能量传输部分采用平面方形线圈作为磁耦合机构；同时为彻底消除同侧能量与数据线圈的之间耦合，数据传输部分采用DD线圈作为磁耦合机构，并且两组线圈共轴垂直放置。
图4为能量和数据传输磁耦合机构的Maxwell仿真模型，图中，L为磁耦合机构外边长（DD线圈的长、宽及平面方形线圈的长、宽均为L），D为无线能量和数据协同传输系统的传输距离，l为平面方形线圈内边长，D1为DD线圈内边长，d1为DD线圈中间绕线宽度，D1与d1为DD线圈两个重要参数，为了增大耦合系数，一般通过优化线圈绕制方式使d1＞L-D1[21-22]。能量线圈单层匝数N可由
求得，其中，
为所用利兹线的直径。
图4 用于能量和数据传输的正交磁耦合机构
Fig.4 Orthogonal magnetic couplers for power and data transmission
图5为能量与数据线圈耦合示意图，线圈间的耦合系数kij为
图5 能量与数据线圈耦合示意图
Fig.5 Schematic diagram of the coupling between power and data coils
且
（2）
式中，k12、k34分别为能量、数据线圈耦合系数；k13、k24分别为一次、二次同侧能量与数据线圈的耦合系数；k14为一次侧能量线圈与二次侧数据线圈的耦合系数；k23为一次侧数据线圈与二次侧能量线圈的耦合系数。
图6为同侧能量和数据线圈的磁场分布，其中IP和ID分别为能量和数据线圈中的励磁电流，实心圆点和实线叉描述了由能量线圈产生的磁场方向，空心圆点与虚线叉描述了由数据线圈产生的磁场方向，圆点表示垂直纸面向外，叉表示垂直纸面向里。
图6 同侧能量和数据线圈磁场分布
Fig.6 Flux distribution of the power and data coils in the same side
分析图6可知，由能量线圈励磁电流IP产生的磁场穿过数据线圈的磁通为零，由数据线圈励磁电流ID产生的磁场穿过能量线圈的磁通也为零，因此同侧能量与数据线圈间的互感M13、M24均为零，由式（2）可知，k13=k24=0。理论上同侧能量线圈与数据线圈间不存在耦合，即同侧能量传输与数据传输不存在交叉干扰的问题。
由上述分析可知，k14与k23是本系统中能量传输与数据传输产生干扰的原因，由于系统磁耦合机构一次、二次侧完全对称，则有k14=k23。定义能量传输对数据传输的干扰系数
和数据传输对能量传输的干扰系数
分别为
（3）
式中，与的大小反映了能量传输与数据传输间的干扰程度。
为提高能量传输的功率与效率，对能量传输耦合机构进行仿真优化以获得最大的耦合系数。图7给出平面方形线圈的耦合系数k12随线圈参数l变化曲线，随着线圈匝数的增加，能量线圈的耦合系数先增大后减小，结合式（2）可知，在匝数增加的同时，线圈自感与互感均增大，存在最大耦合系数点，由仿真结果知，当l=70mm时，能量传输耦合机构的耦合系数最大。
图7 平面方形线圈耦合系数随内边长变化曲线
Fig.7 Coupling coefficient of the planar square coil versus the inner side length
图8为DD线圈的耦合系数k34随其线圈参数d1的变化曲线，线圈参数d1可表征线圈匝数。分析图8可知，随着线圈匝数的增加，耦合系数先增大后减小，与平面方形线圈的变化趋势一致，且均存在最大耦合系数点，通过分析图6可以发现，DD线圈可等效为两个平面矩形线圈通过特定方式串联组成，这是两种磁耦合机构的耦合系数随线圈匝数变化一致的原因。由仿真结果可知，当d1=24mm时，数据传输磁耦合机构的耦合系数最大。
能量与数据线圈放置的相对角度会影响一次侧能量线圈与二次侧数据线圈间的耦合系数k14，进而影响能量传输与数据传输间的干扰程度。图9给出了耦合系数k14随两个线圈放置相对角度变化曲线。当相对角度为0°时，k14最小，由此计算得到能量传输对数据传输的干扰系数lpd=5.8´10-5，数据传输对能量传输的干扰系数ldp=5.0´10-6，干扰系数lpd与ldp均极小，因此在本系统中，能量传输与数据传输间的干扰可忽略。
图8 DD线圈耦合系数随中间绕线宽度变化曲线
Fig.8 Coupling coefficient of the DD coil versus the width of the middle winding
图9 一次侧能量线圈与二次侧数据线圈间耦合系数随相对角度变化曲线
Fig.9 Coupling coefficient between the primary power coil and the secondary data coil versus the relative angle
图10为能量传输分析电路。能量线圈用受控源等效模型代替，图1中的整流滤波与负载电路用等效电阻RE代替，ILf1为UAB1作用时补偿电感Lf1中电流；IRE为UAB1作用时等效电阻RE中电流。由文献[23]可知，其与负载电阻RL关系为
（4）
采用基波分析法对电路进行分析，UAB1为逆变器输出电压UAB的基波有效值，由傅里叶分解可知，UAB1与Uin关系为
图10 能量传输分析电路
Fig.10 Circuit for power transfer analysis
（5）
图10点画线框内为对称T型电路，给出补偿参数调谐方法为
（6）
式中，
为能量传输系统工作角频率，=2πfp，fp为能量传输系统工作频率；X1与X2为一次、二次侧T型电路桥臂感抗或容抗。
由T型对称电路的压流变换特性可知
（7）
（8）
联立式（2）、式（7）与式（8）得
（9）
等效前后能量守恒，结合式（4）、式（5）、式（9）得
（10）
由式（10）可知，能量传输系统输出电流与负载无关，当磁耦合机构参数与直流输入电压一定时，可以通过改变一次、二次侧补偿电感Lf1与Lf2来设计系统输出电流，系统具有较高的设计自由度。
图11为数据传输分析电路。与电能部分分析类似，数据耦合线圈用其受控源等效模型代替，图中，Rout为解调电路以及后级电路的等效电阻，I3、I4分别为一次、二次侧数据线圈电流。
图11 数据传输分析电路
Fig.11 Circuit for data transfer analysis
定义FSK调制中载波中心频率favg为
（11）
式中，fh与fl分别为2FSK调制中较高和较低的载波频率，在图11中，
。数据传输增益Gdata定义为
（12）
C3、C4分别与L3、L4在数据传输系统中心工作角频率
处谐振，即
（13）
由KCL与KVL，有
（14）
联立式（12）与式（14）得
（15）
其中
（16）
由式（15）可知，数据传输增益Gdata会随载波频率的变化而变化，但是由于fh=10.5MHz只是略高于fl=10MHz，故
与近似相等，无论数据载波频率是fh或者fl，数据传输增益Gdata近似不变。
数据传输速率（
）的计算公式为
（17）
式中，T为一个数字脉冲信号的宽度；N为一个码元所取的离散值个数；K为二进制信息的位数。在本研究中，T、N和K分别为1ms、2ms和1ms，进而可求得数据传输速率为1Mbit/s。
为验证上述理论与分析，搭建了如图12所示的无线能量和数据协同传输样机。图中，①～⑥分别为能量传输直流电压源、全桥逆变器、电能数据传输磁耦合机构、双边LCC补偿拓扑、不控整流及滤波电路、电阻负载；Ⅰ～Ⅳ分别为信号发生器、数据传输辅助电源、数据调制模块以及数据解调模块，1与2分别为功率分析仪及示波器。表1给出了样机主要参数与部分元器件型号。
图12 无线能量和数据协同传输样机
Fig.12 Wireless power and data transfer prototype
表1 样机主要参数与元器件型号
Tab.1 Key parameters and component types of the prototype
参 数数值 (型号) 能量传输系统直流输入电压Uin/V48 能量传输系统工作频率fp/kHz85 数据传输系统高载波频率fh/MHz10.5 数据传输系统低载波频率fl/MHz10 逆变电路开关管Q1～Q4IRFP4229 输入滤波电容Cin/mF100 能量线圈耦合系数k120.03 二次侧能量线圈匝数N217 二次侧能量线圈自感L2/mH53.34 二次侧能量线圈寄生电阻R2/W0.07 二次侧串联补偿电容C2/nF76.90 二次侧补偿电感Lf2/mH7.80 二次侧并联补偿电容Cf2/nF449.50
（续）
参 数数值 (型号) 二次侧能量线圈匝数N117 一次侧能量线圈自感L1/mH53.49 一次侧能量线圈寄生电阻R1/W0.07 一次侧串联补偿电容C1/nF76.70 一次侧补偿电感Lf1/mH7.76 一次侧并联补偿电容Cf1/nF451.80 一次侧数据线圈自感L3/mH8.70 数据传输系统一次侧补偿电容C3/pF30.12 数据线圈耦合系数k340.002 能量和数据线圈交叉耦合系数k140.000 02 二次侧数据线圈自感L4/mH8.51 数据传输系统二次侧补偿电容C4/pF29.80 整流电路二极管VD1～VD4MBR40200WT 输出滤波电容CF/mF68 额定负载电阻RL/W10
图13a～图13c分别为能量传输电路单独工作时系统输入输出电压电流、逆变器输出与整流桥输入电压电流、一次、二次线圈电流及并联补偿电容两端电压波形。由功率分析仪所示数据可知，此时系统输入功率为68.8W，输出功率为47.05W，从直流输入到直流输出的效率为68.4%。图13b中，当逆变器输出电压UAB由负变正时，逆变器输出电流IAB为负，全桥逆变器中开关管的反并联二极管早于开关管导通，实现了零电压开关开通；由于3次谐波的影响，开关管关断时（UAB由正变负），IAB较大，但是关断速度很快，关断损耗较低。整流桥中二极管开通和关断时电流均较小，接近实现自然开通和关断。图13c中，Cf1和Cf2两端电压UCf1和UCf2均较低，为降低系统成本，可选用低耐压的谐振电容；C1和C2两端电压超出实验室电压探头测量范围（1.3kV），实际系统中，应选用高压谐振电容；一次、二次侧能量线圈电流I1和I2的值均较大，导致系统效率较低，这本质上是由极低的耦合系数导致的；I1的实测值（13.8A）与理论值（14.7A）接近，证明了理论分析的正确性，两者间的误差主要由参数误差、寄生参数、测量误差等引起。
图14为数据传输电路单独运行时发送数据Uod与接收数据Udd的波形，传输的二进制数据为10110010，Udd与Uod波形一致，验证了数据传输的准确性。由图14可知，传输18位有效数据用时17.86ms，据此计算得到数据传输速率约为1.0Mbit/s，与3.2节理论计算结果吻合，数据延迟仅为0.60ms，系统具有延迟低的特点。
图13 能量传输电路单独运行时系统各功率级波形
Fig.13 Waveforms across each power stage when only the power transfer circuit works
图14 数据传输电路单独运行时发送数据与接收数据
Fig.14 Transmitted and received data when only the data transfer circuit works
图15为能量和数据同时传输时能量传输部分逆变器输出与整流桥输入电压波形以及数据传输部分发送数据Uod与接收数据Udd波形。对比图13b与图15可知，能量和数据协同传输时，整流桥输入电压的幅值及频率与能量单独传输时一致，数据传输对能量传输影响可忽略；对比图14与图15可知，能量和数据协同传输时，数据传输速率及延时与数据单独传输时基本一致，此外，能量和数据协同传输时，发送数据与接收数据波形一致，数据传输可靠性高，数据传输的速率、延时、可靠性等性能不受能量传输的影响，验证了所提方案的优越性。
图15 能量和数据同时传输时系统各级波形
Fig.15 Waveforms across each stage when both power and data are transmitted
图16a为能量传输部分输出电压和电流随负载变化曲线，负载电阻增加186%，系统输出电流仅减小8%，系统输出电流几乎不随负载电阻的变化而变化，系统恒流输出特性得以验证。图16b为能量传输部分输出功率与系统效率随负载变化曲线，当负载电阻从额定的10W 变化到3.5W 时，系统输出功率与效率均减小，但输出功率始终大于20W，效率始终高于50%。
图16 负载变化时能量传输电路输出特性
Fig.16 Output characteristics of the power transfer circuit when the load varies
表2为所提方案与现有方案的性能对比。所提方案中，数据线圈的引入仅使磁耦合机构的体积增加了7%，相比于文献[17, 20]，数据线圈的引入对磁耦合机构的体积影响小很多。本文方案中，能量传输对数据传输的干扰系数lpd以及数据传输对能量传输的干扰系数ldp均小于已有方案，因此，所提系统具有较好的交叉干扰抑制能力。
表2 所提方案与现有方案性能对比
Tab.2 Comparison between the proposed scheme in this paper and part of the literature
方案本文文献[17]文献[20] 磁耦合机构示意图 能量线圈耦合系数k120.030.166 880.38 数据线圈耦合系数k340.0020.003 920.195 交叉耦合系数k140.000 020.000 120.006
（续）
方案本文文献[17]文献[20] lpd1´10-23.06´10-23.08´10-2 ldp6.67´10-47.19´10-41.58´10-2 数据线圈外尺寸/(mm×mm×mm)一次侧：120´120´1一次侧：42´2´5一次侧：12´12´0.038 二次侧：120´120´1二次侧：21´1´1二次侧：12´12´0.038 能量线圈外尺寸/(mm×mm×mm)一次侧：120´120´14一次侧：f40´1一次侧：24´24´0.038 二次侧：120´120´14二次侧：f20´0.5二次侧：24´24´0.038 无线传输距离/mm130105 系统传输效率(%)68.429.968
本文提出一种基于正交磁场的无线能量和数据协同传输方案，通过采用平面方形线圈和DD线圈分别传输能量和数据，降低了能量传输与数据传输的交叉干扰，简化了系统参数设计。通过所提正交磁耦合机构优化方法，将平面方形线圈和DD线圈的耦合系数分别提升了11%和30%。仿真结果表明，当两种线圈相对角度为0°时，能量传输与数据传输交叉干扰最小。本文推导了系统输出电流和数据传输增益的解析表达式，发现输出电流与负载无关。为验证理论分析，搭建了最大输出功率为47W的样机，数据传速率高达1.0Mbit/s，数据延迟仅为0.60ms，能量传输效率为68.4%，系统具有较好的能量与数据交叉干扰抑制能力。
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Wireless Power and Data Transfer Based on Orthogonal Magnetic Fields
Abstract This paper proposes a novel wireless power and data transfer (WPDT) scheme by using an orthogonal magnetic coupler consisting of two planar square coils and two DD coils. The proposed scheme shows the advantages of lower crosstalk, more degrees of design freedom, and easier circuit analysis. Optimization design method of the orthogonal magnetic coupler based on finite element simulation is proposed, and the reason for low crosstalk between power transfer and data transfer is clarified. Both power and data transfer characteristics are studied. To verify the theoretical analysis, a WPDT prototype with a maximum output power of 47W was built. The power transfer distance is 130mm, and the outer dimensions of the orthogonal magnetic coupler (including both power and data coils) are 120mm×120mm×15mm. The DC-to-DC efficiency of the prototype is 68.4%, and the data rate is 1.0Mbit/s. By comparing the waveforms of data transmission alone and energy and data co- transmission, it is demonstrated that the crosstalk between power transfer and data transfer can be ignored.
keywords：Wireless power and data transfer (WPDT), orthogonal magnetic couplers, double-sided LCC compensation topology, binary frequency-shift keying (BFSK)
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.201234
中图分类号：TM724
姚友素 男，1991年生，副教授，博士生导师，研究方向为无线电能传输、超宽输入DC-DC变换器、电动汽车与电网互动技术等。E-mail: yaoyousu@hit.edu.cn（通信作者）
唐程雄 男，1998年生，硕士研究生，研究方向为无线电能传输。E-mail: tangchengxiong98@163.com
收稿日期 2020-09-18
改稿日期 2020-11-05
中央高校基本科研业务费、电驱动与电推进技术教育部重点实验室开放基金和国家自然科学基金（51777038）资助项目。
（编辑 崔文静）