图1 开关变换器传导干扰抑制策略分类
Fig.1 Classification of conducted EMI suppression strategies for switching converters
摘要 开关变换器广泛应用于可再生能源并网、电机驱动系统、消费电子供电等领域，其电磁干扰问题日益突出，因此该问题的解决非常重要。该文总结开关变换器传导干扰抑制策略及其最新进展，重点说明这些策略的基本原理、研究现状和作用特点。总结的策略主要包括滤波、电桥平衡、反相补偿、改进脉宽调制、改进功率器件/模块封装、优化电路板设计、改善开关过程等，这些策略可分为阻断传导干扰的耦合路径和削减干扰源的传导发射两大类。最后对开关变换器传导干扰抑制技术的关键问题和发展前景进行了讨论和总结。
关键词：开关变换器 传导电磁干扰 电磁干扰抑制 电磁兼容
与传统的电能转换设备相比，开关变换器在体积、质量、效率等方面明显占优，因而被广泛应用于各种领域，如可再生能源并网、电机驱动系统、消费电子供电等[1-2]。随着电力电子技术的发展，开关变换器的功率密度、开关频率、开关速度等逐渐提高、电路结构逐渐复杂、应用领域逐渐拓展，这导致其电磁干扰（Electromagnetic Interference, EMI）问题日益增多且日趋严重[3-6]。
电磁干扰是指电磁能量以辐射或传导的方式对器件、设备、系统或生命组织造成的意外不利影响。电磁干扰可分为辐射干扰和传导干扰，前者通过空间传播，后者通过电路传播。传导干扰又可分为共模干扰和差模干扰。共模干扰流通回路由相线/中线和地线构成，不同相线/中线的共模电流大小相等、相位相同；差模干扰流通回路由不同相线/中线构成，不同相线/中线的差模电流大小相等、相位相反。
为避免电磁干扰，有关国际组织和大多数国家纷纷制定电磁兼容标准，规定了包括电磁发射限值和测量在内的诸多规范。辐射发射通常规定在30MHz以上的频段内，它可以在半电波暗室或开阔场中进行测量，半电波暗室用以模拟开阔场，其主要作用是屏蔽室外电磁发射和防止墙面反射室内辐射发射；传导发射通常规定在150kHz～30MHz的频段内，它必须采用线路阻抗稳定网络进行测量，线路阻抗稳定网络的主要作用是为受试设备电源线与参考地之间提供稳定阻抗，使受试设备隔离电源端的干扰信号，为测量仪器提供测量端口等[7-8]。
电磁干扰的三要素是干扰源、耦合路径和受扰体，因此抑制电磁干扰的基本思路是削减干扰源的电磁发射、阻断电磁干扰的耦合路径和增强受扰体的抗扰度。文献[8-9]给出了一些通用性较强或针对特定电子系统的电磁干扰抑制方法，涉及屏蔽、滤波、接地、布线、频谱管理、时间分离、空间分离和电气隔离等。
对开关变换器而言，传导干扰比辐射干扰更易产生且危害更大。开关变换器传导干扰的噪声来源按频率成分从低到高可大致分为电网频率谐波、开关频率谐波和开关暂态噪声，电网频率谐波是功率二极管或晶闸管整流器对工频交流电整流的产物，后两者是功率开关器件进行开关工作和功率二极管电流进行反向恢复的产物[6, 10-11]。
电网频率谐波主要集中在几十Hz到几百kHz之间，其在规定的传导发射测量频段内已经大幅衰减，因此其引起的传导干扰较小。由于功率二极管不可控、晶闸管只能控制导通而不能控制关断，因此不能通过改变控制策略来主动减小电网频率谐波，一般只能通过滤波来抑制电网频率谐波引起的传导干扰。
开关变换器传导干扰的主要噪声来源是开关频率谐波和开关暂态噪声，这两者都可由开关波形表征。前者是开关波形的谐波分量，集中在几kHz到几十MHz之间，主要由调制策略决定；后者是开关波形的暂态分量，具有很宽的频谱，主要受功率开关器件及其门极驱动的特性、功率二极管特性、功率器件/模块封装、电路板设计等影响。
基于开关频率谐波和开关暂态噪声的这些特点，除通用性较强的滤波外，开关变换器传导干扰抑制策略还呈现出较高的独特性。针对开关频率谐波引起的传导干扰，一般可以通过改进脉宽调制策略来抑制。针对开关暂态噪声引起的传导干扰，除选择合适型号的功率器件/模块外，还可以通过改进功率器件/模块封装、优化电路板设计、改善开关过程等来抑制。此外，特殊的电桥平衡与反相补偿策略也能抑制部分传导干扰。开关变换器传导干扰抑制策略分类如图1所示。图1对这些策略进行了概括，值得注意的是，改进功率器件/模块封装、优化电路板设计、改善开关过程对开关变换器辐射干扰也有抑制作用。
图1 开关变换器传导干扰抑制策略分类
Fig.1 Classification of conducted EMI suppression strategies for switching converters
文献[12-19]对开关变换器传导干扰抑制策略进行了总结，但不够全面和深入。例如，文献[12-16]限定开关变换器为开关电源；文献[17]限定抑制策略为扩频脉宽调制；文献[18-19]对抑制策略的总结不够充实。基于此，本文从阻断传导干扰的耦合路径和消减干扰源的传导发射两大方面，全面深入地梳理了图1所列的各类开关变换器传导干扰抑制策略，并介绍了最新研究进展，致力于阐述相关策略的基本原理、研究现状和作用特点等，最后还对相关技术的关键问题和发展前景进行了简要探讨。
开关变换器传导干扰通过电源线和地线耦合到设备或电网中，这可能影响自身用电设备和连接到同一电网的其他设备的正常工作，通常采用电磁干扰滤波器来阻断这种传导耦合。电磁干扰滤波器可分为无源电磁干扰滤波器（Passive Electromagnetic interference Filter, PEF）和有源电磁干扰滤波器（Active Electromagnetic interference Filter, AEF）。PEF主要由电感和电容构成，它根据“最大失配阻抗”原则，即对干扰源阻抗和受扰体阻抗分别提供最大失配的输入阻抗，从而对给定频段的传导干扰产生充分大的插入损耗。AEF为包含半导体器件或运放的电子电路，它利用有源消除（Active Can- cellation, AC）技术，能够有效抑制共模或差模干扰。PEF的设计相对简单，应用范围更为广泛，而AEF的体积和成本更小，且其性能受干扰源阻抗的影响更小。文献[12, 20]对PEF或AEF做了较好的总结，下面重点从PEF的基本结构、设计及其优化和AEF的分类、功能结构和优化设计等几个关键方面进行梳理。
直流/单相交流电路的典型PEF如图2所示，图中，iSC（iSD）为共模（差模）干扰的理想电流源，ZSC（ZSD）和ZLC（ZLD）分别为共模（差模）干扰的源阻抗和受扰体阻抗，LX和CX1、CX2分别为差模扼流圈和差模电容，LY和CY分别为共模扼流圈和共模电容，Lσ为LY的漏感且起差模滤波作用。
PEF设计的关键流程为：①确定干扰源阻抗；②确定共模和差模干扰幅值谱；③确定PEF的拓扑结构、极点数、元件参数和优化方案。其中①和②既可通过实际电路的测量得到，也可通过建立和分析功率变换系统的电磁干扰模型进行预测。
图2 直流/单相交流电路的典型PEF
Fig.2 Typical PEF for DC/single-phase AC circuits
PEF滤波效果与干扰源阻抗和受扰体阻抗密切相关，但在标准的传导干扰测量环境中，受扰体阻抗可由线路阻抗稳定网络代替，因此多数研究仅考虑干扰源阻抗变化对PEF滤波效果的影响。干扰源阻抗的提取方法有很多，如插入损耗法[21]、电流探头法[22]、散射参数法[23]、阻抗扰动法[24]等，这些提取方法的精度和复杂度不同。文献[21, 25]给出了考虑干扰源阻抗时的PEF设计方案。
共模和差模干扰产生机理不同，因此需要运用噪声分离技术分别得到共模和差模干扰的幅值谱，来分别设计共模和差模PEF。噪声分离技术分为基于射频电流探头测试、基于软件实现和基于硬件实现三类。文献[26]对噪声分离技术及其特点做了简要总结。
建立功率变换系统电磁干扰模型是分析和预测电磁干扰的基础，将此模型用于PEF设计就能避免对实际电路进行干扰源阻抗提取和噪声分离，从而缩短整体设计周期。系统级电磁干扰建模方法可分为频域法和时域法[27]，前者仿真的速度更快、收敛性更好，但精度有所欠缺；后者与前者相反，文献[28]对两者做了简要总结。目前，系统级电磁干扰的建模对象几乎涵盖了所有开关变换器类型及应用领域，如不间断电源[29]、光伏逆变器[30]、变速电机驱动器[31]、模块化多电平变换器[32]等。系统级电磁干扰模型的精度由主要的子模块或元器件高频模型和电路板杂散参数模型的精度决定，其中重点进行建模研究的子模块或元器件主要有高频变压器[33]、功率器件或模块[34-36]、PEF[37-38]等。文献[37]给出了基于功率变换系统电磁干扰模型的PEF设计方案。
通过变更PEF基本电路的滤波元件，很容易得到其他拓扑结构，以满足不同的滤波需求。共模或差模PEF的基本拓扑结构有LC型、CL型、T（LCL）型和p（CLC）型，它们可以通过级联以提高插入损耗[39]，文献[6, 40]指出四种拓扑结构依次适用于低ZS高ZL、高ZS低ZL、低ZS低ZL、高ZS高ZL的情形，ZS和ZL分别为共模或差模干扰的源阻抗和受扰体阻抗。
PEF极点数和元件参数不仅取决于插入损耗，还受接地漏电流限值、PEF体积或质量等影响。文献[41]给出一种基于粒子群优化的PEF自动设计方案，综合考虑了各种影响因素，如插入损耗、接地漏电流限值、差分损耗电流限值、开关变换器的额定电压和额定电流、PEF尺寸等因素。
在满足滤波需求后，通过对PEF进行优化设计，能够进一步提升其性能。PEF的优化设计目标主要有减小体积或质量[42]、消除杂散参数[43]、抑制谐振或增强稳定性[44]、提高效率[45]、降低谐波失真 率[46]等。
目前，针对PEF的研究主要集中在电磁干扰建模及其仿真分析和PEF优化设计上。研究的主要内容包括：对大功率、复杂结构或基于宽禁带半导体器件的功率变换系统进行电磁干扰建模；解决电磁干扰模型仿真分析的精度、收敛性和速度之间的矛盾；减小PEF体积或质量等。
AEF有多种分类方式，按照采样和补偿方式可分为电压采样电压补偿型、电压采样电流补偿型、电流采样电压补偿型、电流采样电流补偿型；按照采样和补偿位置可分为前馈型和反馈型；按照控制方式可分为模拟控制型和数字控制型；按照所抑制的传导干扰类型可分为共模型和差模型等。文献[47]对各类AEF的优缺点和应用条件做了较好总结。
AEF主要由采样电路、处理电路和补偿电路构成。采样电路为电流互感器或基于RC的高通滤波器及相应的噪声分离电路，前者用以感测共模或差模电流噪声，后者用以感测共模或差模电压噪声；模拟控制型处理电路通常为运放或推挽式放大器，而数字控制型处理电路由高速模数转换器、基于DSP或FPGA的控制单元和高速数模转换器构成，都用以提供增益；补偿电路为变压器或RC电路，分别用于注入补偿电压和补偿电流。文献[20]对AEF的电路结构做了较好总结。
AEF的低频性能较好，而PEF的高频性能较好，因此将两者级联形成混合电磁干扰滤波器（Hybrid Electromagnetic interference Filter, HEF），则能综合二者的优点，从而提高滤波器的整体性能，而且还能通过提高PEF的截止频率来减小PEF的体积或质量[48]。
文献[49-50]给出了AEF/HEF的设计流程，其实验结果明确了AEF/HEF抑制传导干扰的作用。与PEF设计相比，AEF/HEF设计要重点考虑系统的稳定性。AEF/HEF的低频（小于150kHz）不稳定性源于采样电路引入的相移，而高频（大于30MHz）不稳定性源于运放大的增益衰减以及电路的杂散效应，不稳定会显著增加电路的噪声。AEF/HEF建模的准确性对稳定性分析及设计至关重要，AEF/HEF建模的难点在于提取电路高频杂散参数和确定干扰源阻抗，文献[51]讨论了共模AEF、差模AEF和HEF的建模过程，并给出了稳定性设计方案。
目前，AEF/HEF的设计还存在增益带宽矛盾、提高响应速度、抑制浪涌电压、降低功率损耗等问题或难点。另外，文献[52-53]讨论了数字控制型AEF的分析和设计，但相关技术仍有待进一步发展。
直接阻断传导干扰路径能够有效抑制电磁干扰，除此之外，还可以采用基于电桥平衡与反相补偿原理的策略，它们通过改变开关变换器内部电路结构或元器件分布将传导噪声束缚在内部电路，使之不对外部电路造成干扰。
文献[54-55]提出一种基于惠斯通电桥平衡原理的共模干扰抑制策略，其通过增添元器件或改进电路设计使4个桥臂的阻抗对称，同时使干扰源和受扰体分别处于电桥的两个对角线上，从而抑制共模干扰。由于该策略的共模干扰抑制效果与阻抗对称程度密切相关，其对传导干扰模型的阻抗精度要求很高。
文献[56]提出一种基于电流补偿的共模干扰抑制策略，其通过反相变压器获得一个与对地共模电压相位相反的补偿电压，同时在补偿端增加电容器以接收全部的接地漏电流，从而抑制共模干扰。该策略本质上是一种通过引入其他元件来消除功率器件对地杂散电容的方法，文献[57]分析了其等效电路原理，并给出了其在几种常见DC-DC变换器上的应用实例。文献[58]提出了基于电压补偿的共模干扰抑制策略，同时通过反相变压器获得与共模电压相位相反的补偿电压，但是补偿电压和共模电压直接串联相消。与AEF的有源补偿策略相比，上述补偿策略由无源器件实现，且作用于开关变换器内部电路，用以直接消除功率器件对地杂散电容的影响。上述补偿策略主要抑制中低频段的共模干扰，且其抑制效果受补偿元件的杂散参数和功率器件对地杂散电容的估算精度影响。
相比于滤波策略，电桥平衡与反相补偿策略的设计和实现更为简单，所增加元件的体积或质量较小，但其只能用来抑制共模干扰，且实际抑制效果难以准确预测。此外，电桥平衡与反相补偿策略对开关变换器其他工作性能的影响仍有待研究。
脉宽信号的主要参数如图3所示，脉宽信号g(t)主要由周期tk（或频率fk）、脉宽dk、位置ek（延迟时间）等参数确定，这些参数随时间的变化特性很大程度上决定了开关波形的特性。常规脉宽调制主要有载波脉宽调制（Carrier-Based PWM, CBPWM）和空间矢量脉宽调制（Space Vector PWM, SVPWM），脉宽信号的频率和位置在工作过程中通常固定不变，而脉宽按照周期性规律变化，因此常规脉宽信号为周期函数，这导致开关波形的噪声能量主要集中在离散的谐波频率附近[59]。该问题的一种有效解决方案是降低开关频率，但这与电力电子技术的发展趋势相违背，因此工程应用价值不高。另一种解决方案是采用扩频脉宽调制（Spread Spectrum PWM, SSPWM），即通过动态调整脉宽信号的部分或全部参数，将集中的开关频率谐波噪声能量分布在更宽的频段内，从而有效降低这些噪声能量的幅值以满足电磁兼容标准。此外，一些基于特定优化目标的脉宽调制策略也能抑制部分开关波形噪声，如旨在消除或降低开关变换器输出波形指定部分谐波噪声的特定消谐脉宽调制（Selective Harmonic Elimination PWM, SHEPWM）和用于降低变速电机驱动系统共模电压的脉宽调制等。
图3 脉宽信号的主要参数
Fig.3 Main parameters of the modulation signal
按照脉宽信号参数动态调整方式的不同，扩频脉宽调制主要分为随机脉宽调制（Random PWM, RPWM）、混沌脉宽调制（Chaotic PWM, CPWM）和周期脉宽调制（Periodic PWM, PPWM）。设扩频脉宽调制的动态调整参数为载波频率fC（即开关频率），则n次开关频率谐波分量经调制后可表示为
（1）
式中，An为hn(t)的幅值；DfC为载波频率的偏移幅值；x(t)用以表征载波频率的动态调整方式，其值域为[-1, 1]。根据卡森（Carson）法则[60]，hn(t)在功率谱上展开的带宽约为2nDfC，图4比较了常规和周期脉宽调制的开关频率谐波功率谱。
图4 常规和周期脉宽调制的开关频率谐波功率谱对比
Fig.4 Comparison of some switching frequency harmonics power spectrums with conventional PWM and periodic PWM
文献[17, 61-62]对扩频脉宽调制做了较好的阐述和总结，其局限性主要有：①扩频脉宽调制不能降低开关波形的总噪声能量；②由于开关变换器的元器件参数与开关频率密切相关，开关频率动态变化使相关参数的设计或选取变得困难；③实际应用中难以生成真正的随机数，随机脉宽调制抑制开关频率谐波的效果依赖于伪随机数的统计结果；④不能有效地控制输出电流纹波和开关损耗等问题。
文献[63-64]对特定消谐脉宽调制做了较好阐述和总结，这里简述其基本原理和作用特点并补充最新相关文献。特定消谐脉宽调制的基本原理：首先，基于开关变换器输出波形的特性，如相数、极性、对称性、电平数及幅值等，对输出波形进行傅里叶级数分解；其次，选择一组拟处理谐波并确定处理目标，如谐波消除[65]、谐波最小化[66]、总谐波畸变率最小化[67]、谐波抑制[68]等，由此得到表征基波与拟处理谐波的幅值和开关角关系的超越方程组；最后，求解目标开关角，当超越方程组较为简单时，可采用牛顿迭代法进行求解，当超越方程组较为复杂时，可采用一些先进算法进行求解，如差分和声搜索[65]、帝国竞争算法[66]、粒子群优化[69]、人工神经网络[68]等，更多算法可参考文献[64]。
由于每个开关角都对应一次开关动作，因此开关变换器输出波形的基波角频率不能过高，否则会出现相邻开关动作时间间隔过短的情况，使功率开关器件不能安全工作。此外，当拟处理谐波数目较大时，开关角数目必须相应增加，这导致超越方程组的求解难度剧增，需要先进的求解算法和硬件设备，因此也限制了特定消谐脉宽调制的应用。
电压源逆变器（Voltage Source Inverter, VSI）具有较高的控制质量和能效，因此广泛应用于变速电机驱动系统。对于常规VSI（两电平三桥臂三相VSI），当其采用常规脉宽调制时，中性点会产生对地共模电压，常规变速电机驱动系统如图5所示，此共模电压可近似表示为
（2）
图5 常规变速电机驱动系统
Fig.5 Conventional variable speed motor drive system
常规VSI的开关组合共有八种，其中零电压矢量对应的共模电压为±VDC/2，非零电压矢量对应的共模电压为±VDC/6，因此采用常规脉宽调制的共模电压为幅值VDC/2的交流电压。此共模电压通过电机对地杂散电容产生共模电流和共模干扰，或通过电机内部杂散电容产生轴承电流，最终危害电机的正常工作。为减轻或消除这些危害，除特定消谐脉宽调制外，学者们还提出了诸多用于降低共模电压的脉宽调制（Reduced Common-Mode Voltage PWM, RCMV-PWM）策略。
一类RCMV-PWM针对常规VSI而提出，其由常规脉宽调制直接改进而来。基于常规空间矢量脉宽调制的改进策略主要有有效零模态脉宽调制（Active Zero State PWM, AZPWM）、邻近模态脉宽调制（Near State PWM, NSPWM）、疏远模态脉宽调制（Remote State PWM, RSPWM）等，它们的核心思想在于避免直接使用产生高共模电压的零电压矢量，而使用非零电压矢量合成并替代零电压矢量，从而降低共模电压幅值。基于常规正弦脉宽调制的改进策略主要有载波移相脉宽调制（Carrier Phase Shift PWM, CPSPWM）及载波峰值位置调制（Carrier Peak Position Modulation, CPPM）等，前者采用三个相位相差120°的正弦波与三个峰值错开的三角载波进行比较，减小了零电压矢量出现的概率，后者在前者的基础上彻底消除了零电压矢量。文献[70-72]对这些RCMV-PWM做了较好的分析和比较。
另一类RCMV-PWM针对其他拓扑结构的VSI而提出，其通过中点钳位、级联、并联、增加半桥支路等方法来增加常规VSI的电平数、桥臂数和相数等参数，进而增加开关组合并提高脉宽调制的自由度，最终也能降低甚至消除共模电压。按照增加参数的类型，这类RCMV-PWM的作用对象主要可分为多电平VSI[73]、多桥臂VSI[74]、多相VSI[75-76]和多电平多桥臂VSI[77]等。这类RCMV-PWM可分为两个子类：①类似于常规VSI，上述VSI可以使用产生低共模电压的电压矢量合成并替代产生高共模电压的电压矢量，或改进载波移相脉宽调制，从而降低共模电压幅值；②当电平数为偶数和相数/桥臂数为奇数不同时成立，上述VSI总存在使共模电压为0的电压矢量[78]，如果仅使用这些电压矢量进行脉宽调制，就能彻底消除共模电压。文献[73-74, 76]的实验结果明确了上述部分RCMV- PWM策略抑制共模干扰的作用。
RCMV-PWM有可能使VSI的输出电流质量恶化、开关损耗增加以及调制比降低，一些RCMV- PWM结合了最优化控制[79]、模型预测控制[80]等，在改善这类问题和降低共模电压中进行折中考虑。
总之，RCMV-PWM能够有效降低VSI的共模电压，而且部分RCMV-PWM能够有效抑制共模干扰。然而，RCMV-PWM对差模干扰的影响目前尚缺乏分析，并且除共模电压外，每个桥臂的开关电压和开关电流也是重要干扰源，特别是当VSI拓扑结构复杂化后，开关器件明显增多，由此产生的电磁干扰可能更加严重，这些问题都需要进一步研究。
单纯以降低电磁干扰为目的的调制策略可能损害开关变换器的其他性能，一些基于其他优化目标的调制策略能够兼顾电磁干扰抑制功能。
文献[81]提出模型预测脉宽调制，即通过建立电流纹波或电机转矩脉动的预测模型，来调整开关频率或脉冲分布，以实现对上述预测模型参数的控制，仿真和实验结果显示，中低频传导干扰得到一定程度的抑制。文献[82]提出改进的积分-微分（S-D）调制，其基于过采样和噪声整形技术来产生可变的开关频率和占空比，同时实现对负载改变的快速瞬态响应，具有降低传导干扰的作用。文献[83]提出改进的脉冲序列调制，其通过输出电压与参考电压的比较结果来调整高、低频率或占空比控制脉冲的组合方式，用以减小输出电压波动和提高DC-DC变换器的轻载效率与瞬态响应速度，具有降低传导干扰的作用。
上述调制策略能够抑制传导干扰的根本原因在于脉宽信号参数不再固定或周期性变化，而是呈现出部分分布的特性。
开关变换器的杂散阻抗由功率器件/模块及其封装和电路板设计决定，主要包括驱动回路与功率回路的杂散电感、功率器件的极间电容和功率模块对地的杂散电容，这些杂散阻抗影响开关速度并产生过冲、高频振荡和位移电流等现象，进而影响电磁干扰特性。
文献[84-87]研究了驱动回路或功率回路杂散电感对开关特性的影响。文献[84]指出由于驱动电阻的过阻尼作用，驱动回路杂散电感对开关特性的影响较小，但驱动回路和功率回路耦合的共源极电感对开关特性影响较大，它对驱动电压起负反馈作用，进而能降低开关电流变化速度，对差模干扰噪声有一定程度的抑制。一些功率开关器件通过增加开尔文源极引脚使驱动回路和功率回路解耦，虽然略微提高了开关速度，但总体上改善了开关电压的过冲和高频振荡[85]。文献[86]表明通过降低开关波形的过冲幅值，可减小高频振荡的能量，并降低相应振荡频率附近的幅值谱。文献[87]表明减小功率回路的杂散电感虽然能够降低过冲幅值，但也略微提高了开关速度，于是开关波形幅值谱在振荡频率附近下降，但在更高的频段内略有上升。
文献[88-89]研究了杂散电容对开关特性的影响：文献[88]分析了功率器件的各个极间电容对开关特性的影响，为功率器件选择提供了参考；文献[89]表明变化的开关电压在功率模块对地的杂散电容上产生位移电流，进而产生传导干扰。
总之，开关变换器的杂散阻抗参数众多且部分参数对开关波形幅频特性的影响是复杂的，但减小杂散阻抗在总体上能够有效抑制高频电磁干扰，此外还可以减小电压/电流应力、开关损耗等。特别是随着宽禁带半导体器件的发展，开关速度不断提高，过冲和高频振荡、位移电流等现象愈发严重，减小杂散阻抗成为解决该问题并抑制部分高频电磁干扰的可行和必要策略，而这个目标无疑需要通过改进功率器件/模块封装和电路板设计来实现。
常规的功率器件/模块封装结构示意图如图6所示，其构成要素主要包括功率器件芯片、基板、衬板、焊层、键合线、端子、密封剂和塑料外壳等。功率器件/模块封装的杂散电感主要产生于衬板走线、键合线和端子等，表1列出了减小这些杂散电感的通用方法[90]。功率器件/模块封装的杂散电容主要产生于绝缘衬板，绝缘衬板通过散热器和地线相接[91]。相比于分立的功率器件封装，多芯片整合的功率模块封装能够减少互连和端子、提高功率密度、增加设计自由度，因此能够更加有效地减小杂散 电感。
图6 常规功率模块封装结构示意图
Fig.6 Diagram of conventional power module package
表1 减小功率器件/模块封装杂散电感的通用方法
Tab.1 General methods to reduce stray inductance in power device/module package
分 类方 法 衬板走线增加宽度；减小长度 键合线减小长度；增大直径；增加数目 端子减小长度；增加宽度；使端线平行并缩短端线间距；利用涡流效应
功率模块封装主要通过改进芯片、衬板走线的布局和互连方式来减小杂散电感。部分文献基于引线键合的互连方式，设计一些新的封装电路布局，如P-cell和N-cell[90]，双端电源[92]等，其本质是通过减小电流环路的长度或面积来减小杂散电感。另外一些文献采用新的互连方式，如在芯片焊盘上使用直接沉积铜的平面互连封装[93]和通过衬板通孔进行芯片互连的3D互连封装[94]。前者通过缩短和加宽电流路径减小杂散电感，后者通过减小电流环路的长度和面积减小杂散电感。文献[90, 92, 94]的实验结果表明，降低功率器件/模块封装的杂散电感能够有效降低部分传导或辐射干扰。
部分功率模块芯片直接安装在电路板上，并通过改进功率回路布局来减小杂散电感。如文献[95]提出多回路的概念，将常规的功率回路拆分成多个电流流向交错的回路，极大地减小了各回路间的互感，从而减小杂散电感。文献[96]提出一种垂直于电路板平面的功率回路，有效减小回路面积，从而减小杂散电感。文献[97]提出平行于电路板平面的功率回路，它能够在衬板的接地平面层感应出涡流，从而利用涡流效应减小回路的杂散电感。
通过改进功率模块封装也能减小杂散电容并抑制相关的电磁干扰。文献[87]研究表明，半桥电路输出节点对地杂散电容是影响共模干扰的主要参数，相比于分立功率器件封装，所设计半桥功率模块封装的输出节点对地杂散电容得到有效减小，对应的共模干扰整体上下降了约10dB。文献[94]提出一种双边冷却的功率模块封装，该封装具有3层铜质基板，半桥电路输出节点与中间层基板相连，有效地减小了对地杂散电容。文献[98]提出一种平面互连和3D互连混合的半桥模块封装，使共模电流在10MHz以上的频段内至少降低了15dB。
文献[99-101]对上述部分封装策略做了总结，并指出随着宽禁带半导体功率器件的应用，高速开关、热管理、高温工作、高压隔离等问题对功率器件/模块封装提出了更高的要求。当前，多芯片整合的宽禁带半导体功率模块封装逐渐成为研究主流，如何在满足其他功能要求的基础上有效减小封装电路的杂散阻抗和抑制与之相关的传导或辐射干扰成为研究热点。
功率器件/模块封装外部的主要杂散阻抗为母线电感、电路走线对地的杂散电容和其他元件的高频杂散阻抗，其中前两者的大小和分布主要由电路板设计决定。文献[102-103]给出了降低电磁干扰的电路板通用设计方法，下面主要讨论减小母线电感和电路走线对地的杂散电容的设计方法。
母线电感是构成功率回路杂散电感的重要部分，采用叠层母排是一种有效减小母线电感的方法。文献[104]讨论了趋肤效应、互感效应、功率回路长度、叠层母排间距等对叠层母线杂散电感的影响。文献[105]给出了双层母排的电路模型和杂散电感计算方法，且实验结果表明，相比于常规的母线设计，采用双层母排设计使得逆变器的共模电流明显减小。文献[106-107]提出一些叠层母排的设计方案以减小母线电感，改善了开关波形的振荡现象。
电路走线对地的杂散电容很大程度上决定于散热器及其接地方式。文献[108]比较了铝质散热器和有机聚合物质散热器，实验结果表明，后者导致直流变换器共模干扰强度明显小于前者。文献[109]提出采用绝缘金属衬板来直接散热，虽然提高了功率密度，但导致传导干扰比常规散热器更严重。文献[110]比较了单散热器接地和分散式散热器接地，实验结果表明，后者导致的共模和差模干扰略小于前者。
在理论分析时，常将开关波形简化为梯形波。开关速度对梯形波幅值谱及其包络的影响如图7所示（开关频率为10kHz，占空比为0.5，值域为[0, 1]，tr和tf分别指波形从10%上升到90%和从90%下降到10%的时间）。开关速度是影响开关波形高频幅值谱的关键因素之一，降低开关速度能够降低开关波形的高频幅值谱，进而从源头上抑制开关变换器的高频传导干扰。降低开关速度的常规策略为增大驱动电阻或在开关器件输入/输出侧增加电容，这些策略易于实现且效果良好，但在抑制电磁干扰和降低开关损耗之间存在严重的制约关系[111]，为避免或改善这种问题，一些新的策略如增设缓冲电路、软开关和有源门极驱动控制等受到广泛关注。
图7 开关速度对梯形波幅值谱及其包络的影响
Fig.7 Switching speed effects on the amplitude spectrum of the trapezoidal wave
缓冲电路能够用来降低开关损耗、开关速度、过冲幅值和电磁干扰强度等，它主要由电阻R、电容C、电感L、二极管VD和辅助开关器件等构成，按照有无电阻和辅助开关器件可分为有损无源型、无损无源型和有源型三类。通常软开关电路指无损无源型和有源型缓冲电路，借助于特殊控制策略，其能够有效避免暂态开关电压、电流的交叠。按照发展历程，软开关电路还可以分为准谐振电路、零开关脉宽调制电路、零转换脉宽调制电路。此外，按照暂态开关电压、电流的变化时序，软开关又分为零电压软开关和零电流软开关。文献[112]对各类缓冲电路的拓扑结构做了简要总结。文献[113-114]对软开关电路及相应控制技术做了较好总结，这里简述各缓冲电路的作用特点并补充相关最新文献。
有损无源缓冲电路主要指RC或RCD电压缓冲电路和RL或RLD电流缓冲电路，其中铁氧体磁珠可以等效成一种特殊的RL电流缓冲电路。该类电路的特点是能够有效衰减开关波形的高频振荡。文献[115]的实验结果明确了有损无源缓冲电路抑制高频电磁干扰的作用。
无损无源缓冲电路为由LCD元器件组成的谐振电路，其能够将吸收的能量反馈到功率回路，从而有效减小功率损耗。该类电路的谐振周期随输入电压或负载变化而改变，因此只能采用脉冲频率调制。有源缓冲电路除LCD元器件外还有辅助开关器件，其能够使谐振现象仅发生在开关暂态。该类电路能够提高开关变换器的开关频率和功率密度，但其拓扑结构、参数设计和驱动控制较为复杂，且为进一步降低开关损耗和抑制电磁干扰，还应使辅助开关器件实现软开关，这些问题限制了其工程应用。
文献[116-117]的实验结果明确了软开关技术抑制高频电磁干扰的作用，但它们都将研究重点放在了软开关电路的拓扑结构、工作原理和硬件设计上，高频电磁干扰抑制作用仅作为仿真和实验结果显示，对谐振过程缺乏控制，没能揭示谐振过程和高频电磁干扰特性之间的深层关联。文献[118]提出一种软开关辅助换向极逆变器，采用可变定时控制使输出电压的暂态时间不随相电流变化，于是输出电压的转折频率可通过暂态时间进行初步预测，实验结果验证了这种预测的可行性，同时表明输出电压幅值谱在0.6～10MHz范围有明显下降。
有源门极驱动通过对开关波形的精细控制实现多样的应用目的，如减少开关延时、管理死区时间、降低开关损耗、解决电流/电压均衡、抑制桥臂串扰、降低开关波形过冲幅值、抑制高频电磁干扰等，这使得有源门极驱动控制技术受到广泛关注。
有源门极驱动控制有开环和闭环之分。有源门极驱动开环控制即在开关器件暂态过程的不同阶段，针对性地调节驱动电压[119]、驱动电流[120]或驱动电阻[121]，使之与参考波一致，以控制输入电容的充放电速度，最终改善暂态特性。通常使输入电容的充放电速度在开关电压/电流快速变化阶段放缓，而在其他阶段加速。在一些有源门极驱动器中，驱动参数只能在有限的几个值之间切换[119]。随着数字驱动器的提出，驱动参数得到量化，微调开关波形的目标得以实现[120]。
由于开关器件暂态时间较短，为使动态响应足够快，有源门极驱动闭环控制多由模拟反馈电路实现。有源门极驱动闭环控制主要分为基于dv/dt或di/dt反馈的闭环控制和开关电压/电流轨迹控制，后者将在下一节中阐述，前者即通过有源电路将采集到的dv/dt或di/dt信号转换成驱动电压[122]或驱动电流[123]，然后将此驱动电压或驱动电流加到开关器件门极形成闭环反馈，以实现多样的控制目的。由于驱动电流可以直接对输入电容充放电，因此将dv/dt或di/dt反馈信号转换成驱动电流可使系统的动态响应更加迅速。
文献[124]对IGBT的有源门极驱动控制技术做了较好总结。随着宽禁带半导体器件的应用，开关速度明显提高，桥臂串扰、开关波形的过冲和振荡、高频电磁干扰等问题愈加凸显，这使精细控制dv/dt或di/dt显得更加重要，但同时对有源门极驱动控制技术提出了更高的要求。文献[119]提出一种基于智能模型的轨迹优化有源门极驱动器，对碳化硅器件带来的电磁干扰和开关损耗进行优化权衡。文献[125]提出的碳化硅有源门极驱动器降低了开关电压过冲幅值，并将振荡频率附近的噪声幅值降低约15dB。文献[126]提出一种开环控制的氮化镓数字驱动器，其时间分辨率可达150ps，实验结果表明，所控器件的开关电压幅值谱在高频范围明显下降，但所控器件的驱动电压和同一桥臂另一器件的开关电压的幅值谱有所上升。文献[127]对现阶段针对碳化硅器件开关速度控制的有源门极驱动技术做了总结，并对碳化硅器件引起的高频电磁干扰问题做了简要分析。
当前，有源门极驱动控制技术的发展仍面临诸多挑战，包括可靠性和稳定性分析、动态响应速度提升、多控制功能集成、控制参数自适应调整、新型控制策略设计以及宽禁带半导体器件控制等。
实际上开关波形并非理想的梯形波，其暂态轨迹是非规则上升或下降的，在暂态时间相同的情况下，开关波形以不同的轨迹上升或下降，也将引起不同的高频电磁干扰。基于此，学者们开始研究暂态轨迹对电磁干扰特性的影响，从而设计出一些特殊的暂态轨迹，并分析具有这些暂态轨迹的开关波形在时域和频域的对应关系，此外还通过改进驱动器设计直接控制和生成这些暂态轨迹[128]。
如图7所示，梯形波的幅值谱在高频范围的下降速度为-40dB/dec。文献[129]提出了二阶可导的“S”形暂态轨迹开关波形，其幅值谱在高频范围也能实现-60dB/dec的下降速度。文献[130]将开关波形表示为脉宽调制函数和门函数卷积的形式，其中脉宽调制函数决定开关波形的周期、脉宽和脉冲位置；门函数决定所提开关波形的暂态时间和可导阶数，其目的是通过提高暂态轨迹的可导阶数来提升开关波形的圆滑程度，进而降低开关波形幅值谱。文献[130]利用不确定性原理证明，当且仅当门函数为高斯函数时，暂态轨迹无穷阶可导且开关波形幅值谱实现最大程度降低。图8所示为理想脉宽调制波形（零阶）、梯形波（一阶）和高斯“S”形开关波形（无穷阶）的幅值谱（开关频率为10kHz，占空比为0.5，值域为[0, 1]，一阶和无穷阶开关波形的tr和tf皆为400ns，高斯窗的标准差为窗口长度的1/8）。实际工程应用中，经常只有部分频段的信号不满足电磁兼容标准，文献[131]提出一种通过修改局部暂态轨迹斜率来抑制特定频段传导干扰的 方法。
图8 零阶、一阶和无穷阶开关波形的幅值谱及其包络
Fig.8 Comparison of amplitude spectrums of zero-order, first-order and infinite-order switching waveforms
为实现特定暂态轨迹，需要设计有源门极驱动控制策略。文献[132]提出一种闭环控制策略，使实际开关电压跟随参考开关电压，参考开关电压中增加了通态电阻补偿项，于是功率开关器件可以工作在不同的负载电流条件下。文献[133]设计一种特殊的参考波形，通过比较实际开关电压和该参考波形来输出控制信号，该控制策略具有抑制电压过冲和减小开关延迟的作用，同时实验结果说明它能够有效抑制高频电磁干扰。文献[134]提出基于迭代学习算法的数字闭环控制，用检测的开关电压生成驱动电流，有效抑制了电磁干扰噪声，但也增加了控制复杂性和实现难度，且无法应对突发电路故障。
暂态轨迹控制为实现对高频电磁干扰特性的精细化控制提供了额外选择。当前，暂态轨迹控制技术仍有较大的发展空间，暂态轨迹和门极驱动器的设计仍是其研究重点。
电力电子技术仍在快速发展，开关变换器传导干扰问题日趋复杂，其抑制技术在很多方面仍有待研究和发展。下面就主要问题进行探讨并给出相关技术展望。
（1）综合考虑开关变换器传导干扰问题。开关变换器传导干扰问题的解决是个系统性工程，即其抑制技术不是孤立的，测量、建模、仿真和分析方法都是深入理解、研究和应用其抑制技术的重要 基础。
（2）自动化设计电磁干扰滤波器。开关变换器传导干扰抑制策略众多，但是目前滤波仍是最有效的工程解决方案，因此电磁干扰滤波器的设计和优化仍是研究重点。由于开关变换器的开关器件、电路拓扑、工作负载、电路板设计等存在差异，传统电磁干扰滤波器设计的通用性较差，而借助计算机辅助技术及先进算法进行自动设计，则能够简化设计成本，因而应成为重要研究方向[41]。
（3）结合滤波和削减干扰源传导发射的策略。在干扰源处抑制传导干扰的策略更加灵活，能够抑制给定频率范围的谐波或噪声。将这类策略与滤波相结合，能减小电磁干扰滤波器的体积或质量，并提高开关变换器的功率密度[135-137]。
（4）开关变换器其他性能的评估。很多策略以降低开关变换器传导干扰为唯一目的，这很可能会损害功率变换系统的其他性能，如功率密度、开关损耗、电流纹波、电机转矩脉动等，包含电磁干扰抑制能力的特定目标优化控制策略应成为重要研究方向[79-81]。
（5）应用场景和工作条件的要求。开关变换器用途日益广泛，如并网变换器、轨道交通牵引变流器、电动汽车牵引逆变器、航空航天开关电源等，由于它们所在电力电子系统的物理和电磁环境不同，除电磁兼容性外，其物理结构、可靠性、电压/电流等级、电能质量等要求也往往不同，电磁干扰抑制策略必须充分考虑这些要求[3-5]。
（6）大功率、模块化开关变换器的电磁干扰。随着智能电网/电能路由器的发展，大功率、模块化的并网变换器成为研究热点，该类变换器开关器件众多、拓扑结构复杂，电磁干扰问题也更加严重，当前针对该问题的研究尚处于初级阶段[32]。
（7）宽禁带基开关变换器的电磁干扰。随着宽禁带半导体的应用，开关变换器的开关频率明显提高、开关波形振荡问题明显加重，这导致开关变换器的传导和辐射干扰问题更加严重，对宽禁带半导体器件特性、封装设计的研究应成为重 点[16, 31, 87, 99-101]。
（8）开关变换器内部弱电电路的电磁干扰。传统的抑制策略主要作用于开关变换器对外部电路的传导干扰，而非对内部控制、驱动、采样电路的传导干扰[138-139]，后者应成为重要研究方向。
开关变换器传导干扰抑制策略主要包括滤波、电桥平衡、反相补偿、改进脉宽调制、改进功率器件/模块封装、优化电路板设计、改善开关过程等。这些策略分为两大类：一类用于传导干扰耦合路径；一类用于传导干扰源。前者更加有效，但明显增加了系统的体积或质量；后者更加灵活，但控制和设计更加复杂。随着开关变换器的应用，其传导干扰抑制技术在很多方面仍有待研究和发展。
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Review of Conducted Electromagnetic Interference Suppression Strategies for Switching Converters
Abstract Switching converters are widely applied in economy fields, where the electromagnetic interference (EMI) is becoming increasingly prominent, hence the suppression of EMI in switching converters becomes more essential. A state-of-the-art review of the conducted EMI suppression strategies for switching converters is presented, focusing on their basic principles, research statuses and effectiveness. The reviewed strategies include filtering, balance, compensation, improving pulse width modulation, power device/module packaging, printed circuit board design, improving switching process, etc. These strategies can be classified into two broad categories: blocking the coupling path and reducing the electromagnetic emission from the interference source. Finally, crucial questions and development prospects of conducted EMI suppression technologies for switching converters are discussed.
keywords：Switching converters, conducted electromagnetic interference (EMI), EMI suppression, electromagnetic compatibility
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210094
中图分类号：TM46
何 杰 男，1995年生，硕士研究生，研究方向为SiC器件驱动设计和功率变换器控制。E-mail: hejie_love@buaa.edu.cn
李 晓 男，1990年生，博士，研究方向为模型预测控制、宽禁带器件的应用、电力电子技术在电力系统中的应用。E-mail: li_xiao@buaa.edu.cn（通信作者）
收稿日期 2021-01-19
改稿日期 2021-09-25
国家自然科学基金（52107175）、北京市科技新星计划（Z211100002121080）和清华大学电力系统及大型发电设备安全控制和仿真实验室开放课题（SKLD20M05）资助项目。
（编辑 陈 诚）