图1 有源网络
Fig.1 Active network
摘要 高增益DC-DC变换器是燃料电池发电技术的关键环节，有利于改善燃料电池小电压、大电流特性。但是由于传统Boost变换器存在电压增益有限、电感电流纹波大、功率器件应力高的缺陷，无法满足燃料电池发电系统并网运行的需求。该文提出一种基于电荷泵的燃料电池有源网络升压变换器，将有源网络变换器中输入侧的电感用电荷泵结构代替。该变换器结合电荷泵电压倍增能力强和有源网络结构输入电流纹波小的优势，具有电压增益高、电感电流平均值小、开关器件电压/电流应力低、鲁棒性强的特点。最后搭建一套燃料电池前级功率变换实验样机，验证了变换器的高效率与有效性，当输入电压为20V、输出电流为1.25A时，系统整体效率可以达到94.1%。
关键词：燃料电池发电技术 高增益DC-DC变换器 有源网络 电荷泵
随着工业化进程的不断推进和人口数量的快速增长，能源短缺和环境污染问题成为制约经济发展的重要因素，燃料电池发电技术因清洁环保的优点获得广泛的研究和关注[1]。但是由于燃料电池具有低电压、大电流的特性，其输出电压通常较低，难以直接接入逆变系统并网运行，需要合适的升压变换器将燃料电池的输出电压抬升到能够满足逆变系统正常运行所需的等级[2]。因此，燃料电池前级高增益DC-DC变换器是目前该领域发电技术的研究热点[3]。
目前，广大学者对DC-DC变换器的研究方向集中于提高变换器的电压增益和效率、降低输入输出电流纹波等方面，根据拓扑结构的特点可以分为隔离型、非隔离型两大类。隔离型变换器的主电路中通常包含高频变压器，可以实现电气隔离和高电压增益。文献[4]在反激变换器的基础上引入软开关技术，降低输入电流纹波、实现开关管的零电压开通。但是，过高的匝比会影响变压器的线性度，增加变压器的漏感，增大器件的开关损耗。相比之下，非隔离型DC-DC变换器由于具有体积小、功率密度高等优点而受到研究人员的广泛关注[5]。
传统Boost变换器具有电路结构简单、控制灵活等优点，是目前应用最广泛的变换器，但只有工作在极端占空比时才可以获得较高的电压增益，功率器件损耗较大，导致整体效率偏低[6]。为了获得高增益、高效率的非隔离型DC-DC变换器，众多学者提出了多种提升变换器电压增益的方法，主要包括级联技术、交错并联技术以及引入耦合电感单元、开关电感/开关电容单元等[7]。
级联技术能够通过将两个或多个变换器级联，使系统整体的电压增益为各级变换器增益的乘 积[8]。文献[9]将两级变换器的两个开关管整合为一个，提出二次型Boost变换器，降低了控制难度，但本质上依然经过两次变换，传输损耗较大。
与单路变换器相比，采用交错并联技术的Boost变换器具有更小的输入电流纹波、更高的电压增 益[10]。文献[11]提出一种非对称交错并联高增益DC-DC变换器，在二次型Boost电路的基础上引入开关电感三端网络，能够有效降低功率器件的电压/电流应力。文献[12]将交错并联技术和由二极管、电感、电容组成的电压倍增单元相结合，使其在所有功率水平下的整体效率均高于92.1%，在115W时的最大效率可以达到96.7%。但是如果要获得较高的电压增益，依然需要变换器工作在较大占空比条件下，导通损耗问题较严重。
引入耦合电感也是提升电压增益的有效方法，与变压器的工作原理相似，增加耦合电感一次、二次绕组匝比时能够获得较大的电压增益[13]。文献[14]在变换器的前级将耦合电感和电容相结合，实现零输入电流纹波，在变换器的后级利用耦合电感倍压单元扩展变换器的电压增益。文献[15]在传统Boost变换器中引入无源零纹波电路降低输入电流纹波，并通过耦合电感提升电压增益，电路拓扑简单且效率较高。文献[16]将耦合电感单元运用于二次型Boost变换器，耦合电感次级连接倍压单元，不仅提升变换器的电压增益，也有效降低开关管的电压应力。文献[17]结合开关电容网络和三绕组耦合电感，提出一种软开关高效率DC-DC变换器，不但能够实现非极端占空比条件下的高电压增益，而且耦合电感的引入有利于减少器件数量，有效降低变换器的导通损耗。但是由于耦合电感漏感的影响，需要使用钳位电路抑制开关管关断电压尖峰，增大实际应用的难度[18]。
此外，引入开关电感/开关电容单元，通过控制开关管、二极管的通断，改变电路中电感、电容的连接方式，也是提升电压增益的有效方法[19]。文献[20]在Boost级联变换器的基础上引入开关电容技术，使变换器的整体效率达到88.75%，通过与开关电容Boost变换器、传统二次型Boost变换器进行对比，该变换器能够实现低占空比的高增益变换。文献[21]分别将传统交错并联Boost变换器、开关电感单元、开关电容单元进行组合，衍生出一系列非隔离型高增益DC-DC变换器，能够在实现较大电压增益的同时具有更小的功率器件电压应力。有源网络（Active Network, AN）Boost变换器借鉴开关电感单元并联充电、串联放电的思想，由两个电感和两个开关管构成，与开关电感Boost变换器相比，尽管电压增益相同，但开关管电压应力更低[22]。文献[23]将有源网络升压变换器与开关电感/开关电容单元相结合，能够实现25～35V至400V的高电压比升压。与此同时，电荷泵与开关电容电路工作原理类似，是一种典型的电压倍增电路，能够通过电感/电容并联充电、串联放电达到提升电压增益的目的[24]。文献[25]将电荷泵结构引入交错并联Boost变换器中，不仅能够有效减小输入电流纹波、降低功率器件电压应力，与传统开关电容电路相比，获得的电压增益更高。因此，电荷泵结构具有电路简单、电压泵升能力强的特点，适用于燃料电池前级高增益功率变换场合。
结合电荷泵电压倍增能力强和有源网络结构输入电流纹波小的特点，本文提出一种基于电荷泵的燃料电池有源网络升压变换器，该变换器具有电压增益高、电感电流平均值小、开关器件电压/电流应力低、鲁棒性强的特点。首先，从两个电感是否存在差值角度分析对变换器性能的影响，详细推导该变换器的稳态/暂态工作原理；其次，从电压增益、开关管电压应力、输出二极管电压应力、电感电流平均值方面将其与常见升压变换器进行对比，论述该变换器的优越性；然后，在器件选型的基础上详细分析三种输入情况下系统各部分损耗所占比重及理论效率；最后，搭建了一套燃料电池前级功率变换实验样机，进一步验证理论分析的正确性与变换器的有效性。
本文提出的高增益DC-DC变换器拓扑中，采用有源网络结构的工作原理和由无源器件构成的开关电感单元类似，由两个电感及两个开关管按照图1所示有源网络的连接方式组合而成，利用开关管的同步通断，实现两个电感的并联充电和串联放电，尽管与开关电感Boost变换器的电压增益相同，但是开关管电压应力更小。
图1 有源网络
Fig.1 Active network
鉴于电荷泵结构电压泵升能力强的特点，本文首次在变换器的输入侧用电荷泵结构代替有源网络结构中的电感，得到如图2所示的基于电荷泵的燃料电池有源网络升压变换器，有望实现在大幅度提高电压增益的同时，减小输入电流纹波，降低功率器件电压/电流应力，更好地满足燃料电池前级高增益功率变换的需要。
该变换器中两个开关管采用同步通断的控制方式，即两个开关管导通与关断信号一致，便于控制。
图2 基于电荷泵的燃料电池有源网络升压变换器
Fig.2 An active network DC-DC Boost converter with a charge pumpemployed in fuel cells
为了简化工作原理分析，作如下基本假设：电路中的所有元器件不考虑寄生参数的影响，视为理想元器件；电容足够大，忽略电容上的纹波电容电压，即在一个周期内保持不变。
该变换器在连续导通模式（Continous ConductionMode, CCM）和断续导通模式（Discontinous Conducion Mode, DCM）下L1=L2时的关键波形如图3所示，Ts为一个开关周期。为了简化分析，令
（1） 式中，iL1、iL2分别为流过电感L1、L2的电流。
图3 CCM和DCM的主要波形
Fig.3 Typical waveforms CCM and DCM
不同工作模态下变换器的等效电路如图4所示。
模态1[t0, t1]：工作模态如图4a所示，在此阶段中，开关管S1、S2导通，电感L1、L2并联且分别被输入侧电源充电，输出滤波电容C0为负载提供能量，此外两个相同大小的电容C1、C2由输入侧电源充电，充电电流为iC，输入电流为ii。此时变换器对应的微分方程为
图4 不同工作模态下变换器的等效电路
Fig.4 Equivalent circuits of the proposed converter in different operation modes
（2）模态2[t1, t2]：工作模态如图4b所示，在此阶段中，开关管S1、S2关断，输入侧为直流源，电感L1、L2和电容C1、C2串联为负载和滤波电容C0提供能量。此时变换器对应的微分方程为
（3）
在得到状态空间平均方程之前，定义计算开关网络的平均电压和电流为
（4）式中，x=uL, iC分别为电感电压和电容电流。
根据电容C1、C2的安秒平衡原理可知
（5）式中，d为开关管的占空比。
根据式（2）～式（5），可以得到该变换器理想状态下的状态空间平均方程为
（6）根据式（6）可以推导得到该变换器理想状态下的电压增益表达式为
（7）
电路在DCM下有三种工作模态，其电路工作状态如图4a、图4b、图4d所示，其工作原理与CCM类似，变换器在DCM下的电压增益为
（8）式中，定义时间常数
=Lfs/R0，L为电感L1、L2的值，fs为开关频率。
当变换器工作于临界连续状态时，CCM的电压增益和DCM的电压增益相等，因此可以推导得到临界连续状态时变换器的时间常数
。
变换器的CCM、DCM分界曲线如图5所示，当时间常数
时，变换器工作于CCM，当时间常数
时，变换器工作于DCM。
图5 变换器CCM、DCM分界曲线
Fig.5 Boundary condition of the converter under CCM and DCM
以上的工作模式分析是建立在电感L1、L2大小完全相等的情况下，然而实际上受到制作工艺的限制，两个电感无法做到大小完全一致。倘若电感L1、L2不相等，则变换器的工作模式与电感相等时存在较大不同。为了简化分析，假设L1＜L2。
该变换器在CCM下L1＜L2时部分器件的电压、电流波形如图6所示，图中，iC0为流过输出电容C0的电流。
如果L1=L2，那么iL1在任何时刻都等于iL2，但是当L1＜L2时，一旦开关管关断，iL1＞iL2，此时电感L1会立刻放电，为了满足基尔霍夫电流定律，二极管VD2被强制打开，从而导致电感L2仍在充电，当iL1=iL2时，此阶段结束，该阶段对应的时间间隔为ATs（A为0～1之间的一个常数）。
图6 L1＜L2时CCM下主要波形
Fig.6 Typical waveforms of the CCM when L1＜L2
模态1[t0, t1]：工作模态如图4a所示，在此阶段中，开关管S1、S2导通，电感L1、L2并联且被输入侧直流源充电；电容C1、C2由直流电源充电，充电电流分别为iC1、iC2。由于L1＜L2，可以得到iL1＞iL2。此时变换器对应的微分方程为
（9）模态2[t1, t2]：工作模态如图4c所示，在此阶段中，开关管S1、S2关断，由于iL1＞iL2，导致二极管VD2前向偏置，电感L1开始放电，电感L2继续充电，直到iL1=iL2进入模态3。此时变换器对应的微分方程为
（10）
模态3[t2, t0+Ts]：工作模态如图4b所示，在此阶段中，输入侧为直流源，电感L1、L2和电容C1、C2串联为负载和滤波电容C0提供能量。此时变换器对应的微分方程为
（11）为了简化分析，令
（12）
根据电容的库伦平衡方程可知
（13）根据式（9）～式（13），可以得到该变换器非理想状态下的状态空间平均方程为
（14）
同理，根据式（14）可以推导得到该变换器非理想状态下的电压增益表达式为
（15）与式（7）相比，电压增益在电感值不相等时与理想状态时的表达式一致。
为了初步评估该变换器在燃料电池前级功率变换应用场合中的动态性能，本节通过燃料电池机理模型进行阻性负载突变仿真验证，燃料电池模型的输出电压为10～20V，L1=L2=47mH，C1=C2=250mF，C0=100mF，R0=64W，输出电压给定值为80V。
阻性负载突变仿真波形如图7所示。0.03s时，系统从额定负载变为70%额定负载（加载）；0.06s时，系统从70%额定负载变为额定负载（减载）。
图7 阻性负载突变仿真波形
Fig.7 Simulation waveforms when resistive load changes
根据图7可知，当系统处于加载或减载情况下，输出电压纹波随负载的变化而改变，且输出电压/电流能够在0.005s内重新恢复稳定值，初步验证了上述理论分析的准确性。
本文提出的变换器与Boost变换器、开关电容（Switched Capacitor, SC）Boost变换器、开关电感（Switched Inductor, SL）Boost变换器以及AN- Boost变换器相比，在电压增益、开关管电压应力、输出二极管电压应力、电感电流平均值方面都具有较大的优势，有利于降低器件损耗，以下将在CCM下进行详细分析。
本文提出的变换器和其他一系列升压变换器的电压增益对比曲线如图8所示。
图8 电压增益对比曲线
Fig.8 Comparison curves of voltage gain
根据图8可知，本文提出的变换器的电压增益远高于其他四种变换器；当占空比D=0.8时，电压增益达到10倍以上，具有较大的优势。
本文提出的变换器和其他一系列升压变换器的归一化开关管电压应力（Us/Ui）对比曲线如图9所示。
图9 开关管电压应力对比曲线
Fig.9 Comparison curves of power switch voltage stress
根据图9可知，当实现相同的电压增益比时，本文提出的变换器与其他升压变换器相比，开关管承受的电压应力最低，当电压增益为10时，开关管电压应力仅为输入电压的4.3倍，可以有效降低开关管的开关损耗。
本文提出的变换器和其他一系列升压变换器的归一化输出二极管电压应力（UVD0/Ui）对比曲线如图10所示。
图10 输出二极管电压应力对比曲线
Fig.10 Comparison curves of output diode voltage stress
根据图10可知，当实现相同的电压增益比时，本文提出的变换器与SC-Boost变换器相比存在较大不足，仅在电压增益小于2时有一定优势；但在全电压增益范围内远小于其他三种升压变换器，当电压增益为10时，输出二极管电压应力仅为输入电压的9倍，可以有效降低二极管的开关损耗。
本文提出的变换器和其他一系列升压变换器的归一化电感电流平均值（IL/Io）对比曲线如图11所示。
图11 电感电流平均值对比曲线
Fig.11 Comparisoncurves of average inductor current
根据图11可知，当实现相同的电压增益比时，本文提出的变换器与其他升压变换器相比，流过电感的电流平均值最低，当电压增益为10时，电感电流平均值仅为输出电流的4.2倍，有助于降低单个电感的体积，减小系统成本。
综上所述，从以上四个方面与传统升压变换器相比，本文提出的变换器具有电压增益高、电感电流平均值小、功率器件电压/电流应力低的特点，验证了该变换器拓扑的可行性与有效性。
3.1.1 电感
当开关管导通时，满足
（16）式中，
为电感的电流纹波，
，r为电感纹波率；D为占空比。
经整理，可得
（17）根据式（17）计算，电感L1、L2均选为47mH；若考虑两个电感值的差值对变换器性能的影响，则选电感L1=47mH，电感L2=68mH。
3.1.2 电容
当电容处于充电过程时，满足
（18）式中，
为电容的电压纹波，
，
为电容纹波率；
为输出电容
的电压纹波；
为电容
、
的电压纹波；
为电容、的容值。
经整理，可得
（19）根据式（19）计算，电容C1、C2均选择250mF/ 50V的铝电解电容，输出滤波电容C0选择100mF/100V的铝电解电容。
3.1.3 功率器件
开关管承受的最大电压应力为
（20）流过开关管的电流有效值为
（21）
二极管承受的最大电压应力为
（22）流过二极管的通态平均电流为
（23）
结合式（20）～式（23），若考虑一定的裕度，开关管S1、S2均选择型号为IRF3205S的MOS管，其耐压VDS=55V，耐流ID=110A；输出二极管VD0选用型号为SS56的肖特基二极管，其耐压VRRM= 60V，平均整流电流IAV=5A；电荷泵中的二极管VD1、VD2均选择型号为MBR1040的肖特基二极管，其耐压VRRM=40V，平均整流电流IAV=10A。
基于上述分析过程，实验条件及选取的元器件参数见表1。
表1 实验参数设计
Tab.1 Utilized components and parameters of the converter
参 数数值(型号) 输入电压Ui/V10～20 输出电压Uo/V80 额定功率Po/W100 额定负载R0/W64 开关频率fs/kHz50 电感L1, L2/mHL1=L247 L1＜L247, 68 电容C1, C2/mF250 开关管S1, S2IRF3205S 输出二极管VD0SS56 二极管VD1, VD2MBR1040 输出滤波电容C0/mF100 (100V)
为了进一步从理论上验证该变换器的有效性，在器件选型的基础上，本节将从开关管、二极管、电容、电感这四个方面分析系统的理论损耗，并分别计算10V、15V、20V三种情况下变换器的整体效率。
3.2.1 开关管损耗
开关管损耗主要包括导通损耗和开关损耗两部分，导通损耗Ps(con)可以表示为
（24）式中，Rds(on)为开关管的导通电阻；Isw(rms)为开关管电流有效值。
开关损耗Psw分为开通损耗Pt-on和关断损耗Pt-off两部分，分别表示为
（25）式中，uS1、uS2分别为开关管S1、S2两端的电压；iS1、iS2分别为流过开关管S1、S2的电流；ton和toff分别为开关管的上升时间和下降时间；Ts为一个开关周期。
根据IRF3205S的数据手册可知，该型号MOS管的导通电阻Rds(on)=8mW，上升时间为101ns，下降时间为65ns。
3.2.2 二极管损耗
二极管损耗主要包括导通损耗和开关损耗两部分，导通损耗PD(con)可以表示为
（26）式中，Vfwd为正向导通压降；ID(avg)为二极管电流平均值。
此外，由于肖特基二极管的反向恢复时间短且反向恢复电流低，在开关损耗方面与MOSFET相比较小，因此在理论计算过程中可以将这一部分损耗忽略[26]。
3.2.3 电容损耗
电容损耗主要由等效串联电阻产生，可表示为
（27）式中，ESRC为电容等效串联电阻；IC(rms)为电容电流有效值。
3.2.4 电感损耗
电感损耗主要包括铁耗和铜耗两部分，铁耗PFe可表示为
（28）式中，Vcore为磁心体积；PL为磁心单位体积功率 损耗。
铜耗PCu可表示为
（29）式中，RL为电感直流电阻；IL为电感电流。
根据功率电感的数据手册可知，47mH电感的直流电阻RL=47mW，68mH电感的直流电阻RL=70mW。
3.2.5 理论损耗分析与效率计算
根据式（24）～式（29），可以分别得到10V、15V、20V三种情况下四种损耗的理论值，电路理论损耗值与效率计算结果见表2。
表2 理论损耗值与效率计算结果
Tab.2 Theoretical loss and efficiency calculation results
电路参数理论损耗/Ｗ 10V15V20V 开关管S11.3611.0480.745 开关管S21.3611.0480.745 二极管VD11.1251.1251.125 二极管VD21.1251.1251.125 二极管VD01.1251.1251.125 电容C10.0400.0710.111 电容C20.0400.0710.111 电容C00.0180.0180.018 电感L11.3230.9090.654 电感L21.3230.9090.654 总损耗/W8.8417.4496.413 理论效率值h (%)91.8893.0793.97
根据表2可以分别绘制出10V、15V、20V三种情况下各部分损耗所占比重，如图12所示。可知，三种不同的输入条件下二极管损耗所占比重最大，随输入电压的升高而不断增大，且输入电压为20V时二极管损耗所占比重达到50%以上。此外，根据表2可知，当变换器工作于额定负载下理论效率值均能保持在90%以上，且输入电压为20V时变换器的理论效率值最高，初步验证了变换器的有效性与高效率。
图12 三种情况下各部分损耗所占比重
Fig.12 The percentage loss distribution of the converter under three conditions
本文搭建了一套燃料电池前级功率变换实验样机，如图13所示。
图13 实验样机
Fig.13 Experimental prototype
主拓扑的输入端将根据以下两种情况选择合适的输入源：①当验证10V、15V、20V三种情况下器件稳态电压/电流波形是否与理论波形一致时，主拓扑的输入端将直接接入直流稳压源；②当验证整个系统在负载扰动下输出电压/电流波形是否满足设计要求时，主拓扑的输入端将采用质子交换膜燃料电池（PEMFC）电堆。
若不考虑两个电感值的差值对变换器性能的影响，即电感L1、L2均取相同的感值，即47mH。输入电压为10V时额定负载下的实验波形如图14所示，图14a为占空比控制信号Ugs、输入电压Ui、电感电流IL1和IL2的波形，可以看出，电感电流平均值为4.48A；图14b为输出电压Uo、MOS管S1的漏源电压US1、电荷泵二极管VD1的反向压降UVD1以及输出二极管VD0的反向压降UVD0的波形，可以看出，开关管S1和二极管VD1在关断期间的电压应力为33V，输出二极管VD0在关断期间的电压应力为68V，与理论分析值基本保持一致。
图14 输入电压为10V时的实验波形
Fig.14 Experimental waveforms of the proposed converter when Ui=10V
输入电压为15V或20V时额定负载下的实验波形如图15所示，图15a为15V输入条件下占空比控制信号Ugs、MOS管S1的漏源电压US1、电感电流IL1以及输出二极管VD0的反向压降UVD0的波形，可以看出，电感电流平均值为2.72A，开关管S1在关断期间的电压应力为31V，输出二极管VD0在关断期间的电压应力为64V，与理论分析值基本保持一致；同理，图15b为20V输入条件下相关波形，实验结果与理论值也基本相同。
图15 输入电压为15V或20V时的实验波形
Fig.15 Experimental waveforms of the proposed converter when Ui=15V or 20V
基于电荷泵的燃料电池有源网络升压变换器的电路参数理论计算值和实验值的对比见表3，可以看出，当燃料电池输出电压在10～20V之间变化时，电路参数的理论计算值和实验值基本相同，只存在较小的误差。
表3 电路参数理论计算值和实验值的对比
Tab.3 Comparison between theoretical calculations and experimental values of circuit parameters
电路参数10V15V20V 理论值实验值理论值实验值理论值实验值 电感电流/A4.3754.482.7082.721.8751.89 S1、S2耐压/V353332.5313029 VD1、VD2耐压/V353332.5313029 VD0耐压/V706865646060
由于在实际运用中，两个电感值不可能做到完全相同，为了探究电感值不相等对系统的影响，取电感L1、L2分别为47mH、68mH。为了简化分析，只考虑输入电压为15V的情况，轻载条件下的实验波形如图16所示。
根据图16可知，尽管电感L1、L2之间的差值高达40%，但IL1和IL2的平均值相差不是很大，意味着该变换器具有较强的鲁棒性，对系统参数值变化不敏感。
图16 输入电压为15V、电感L1＜L2时的实验波形
Fig.16 Experimental waveforms of the proposed converter when Ui=15V and L1＜L2
为了凸显该变换器在燃料电池前级功率变换应用场合中的优越性，输入端将接入PEMFC电堆，并引入阻性负载扰动，分别为阻性负载从额定负载变为70%额定负载（加载）以及从70%额定负载变为额定负载（减载）的过程，负载突变时系统的瞬态响应曲线如图17所示。
由图17可知，当系统处于重载情况下，纹波随输出电流的增大而增大；在加载和减载的过程中，系统的稳态恢复时间均在10ms左右，产生的电压降在3V左右，说明该变换器在电压单环控制下具有较好的动态性能，与图7所示的阻性负载突变仿真波形基本保持一致，进一步验证了理论分析的正确性。
图17 阻性负载突变实验波形
Fig.17 Experimental waveforms when resistive load changes
此外，电流在0.75～2A之间变化时系统效率曲线如图18所示。
图18 系统效率曲线
Fig.18 System efficiency curves
由图18可知，当燃料电池输出电压（即变换器的输入电压）在10～20V之间变化时，系统的效率均能保持在89%以上，与表2中的理论效率值基本保持相同。当变换器的输入电压为20V时，变换器的效率明显高于其他两种情况；且输出电流为1.25A时，系统的整体效率可以达到94.1%，进一步验证了该变换器的有效性与高效率。
针对燃料电池小电压、大电流的特性以及难以直接接入逆变系统并网运行的不足，本文从电压增益、电感电流纹波、功率器件电压/电流应力方面考虑，结合电荷泵电压倍增能力强和有源网络结构输入电流纹波小的特点，提出一种基于电荷泵的燃料电池有源网络升压变换器。本文详细分析该变换器的稳态/暂态工作原理，并考虑两个电感值的差值对变换器性能的影响，通过电路性能对比、器件损耗分析和一套燃料电池前级功率变换实验样机的验证可以看出，该变换器电压增益高、电感电流平均值小、开关器件电压/电流应力低、抗干扰能力强，且当输入电压为20V、输出电流为1.25A时，系统整体效率可以达到94.1%，具有不可比拟的优势，适用于燃料电池前级高增益功率变换场合。
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An Active Network DC-DC Boost Converter with a Charge Pump Employed in Fuel Cells
Abstract The DC-DC converter with high step-up voltage gain plays an important role in fuel cell power generation technology, which has become an effective measure to improve fuel cells’ low-voltage and high-current characteristics. However, the traditional Boost converter cannot satisfy the requirements of grid-connected operation of fuel cell power generation systems due to its disadvantages of limited voltage gain, large inductor current ripple, and high-power device stress. In this paper, by replacing the inductors on the input side of the active network converter (small input current ripple) with a charge pump structure (strong voltage multiplication ability), an active network DC/DC Boost converter with a charge pump is put forward, which has high step-up voltage gain, small inductor current, low voltage/current stress on power devices, and strong robustness. Then, an experimental prototype of fuel cell front stage power conversion is established to verify the effectiveness and high efficiency of the proposed converter. When the input voltage is 20V and the output current is 1.25A, the overall efficiency of the system can reach about 94.1%.
keywords：Fuel cell power generation technology, DC-DC converters with high step-up voltage gain, active network, charge pump
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.201473
中图分类号：TM46
唐钧涛 男，1997年生，硕士研究生，主要研究方向为非隔离型高增益DC-DC变换器。E-mail: 2484732155@qq.com
戚志东 男，1976年生，副教授，硕士生导师，主要研究方向为燃料电池建模与控制、燃料电池发电技术。E-mail: qizhidong@sina.com（通信作者）
国家自然科学基金（61374153）和江苏省自然科学基金（BK20191286）资助项目。
收稿日期 2020-11-06
改稿日期 2021-03-01
（编辑 陈 诚）