图1 全桥及改进型FLCCSM的拓扑
Fig.1 Topology of FBSM and improved FLCCSM
摘要 现有直流线路短路故障电流抑制方法存在抑制速率与经济性的矛盾。该文提出了可在闭锁和非闭锁两种模式下低成本实现直流故障电流快速抑制的模块化多电平变换器（MMC）子模块拓扑，即五电平钳位交叉子模块（FLCCSM）结构；分析了闭锁和非闭锁抑制模式下的直流故障穿越过程；解析了在两种抑制模式下满足故障穿越条件的子模块电容投入到故障回路的配置数量；提出了电容成组投切的均衡控制策略以提升其均压效果。Matlab/Simulink仿真结果表明，FLCCSM-MMC在闭锁模式下能将直流故障电流快速抑制到零，主要用于处置直流永久性故障。在非闭锁模式下能将桥臂电流快速抑制到小于2倍桥臂电流额定值，非闭锁模式下MMC仍具有输送一定功率的能力，适用于处置直流瞬时性故障，且故障前后电容电压保持均衡。FLCCSM-MMC具有故障电流抑制速度快、可靠性高、器件成本低、运行损耗小的优势。
关键词：模块化多电平变换器（MMC） 五电平钳位交叉子模块 直流故障电流抑制 闭锁和非闭锁模式 电容电压均衡控制
模块化多电平换流器（Modular Multilevel Converter, MMC）型柔性直流输电具有无换相失败、波形质量高与灵活可控等优点，在分布式能源消纳、直流负荷接入、跨区互联等方面具有广阔的运用前景[1-6]。架空柔性直流输电直流侧线路发生短路故障时，其“弱阻尼、低惯性”的特点导致直流故障电流的上升率和幅值都较大，且直流故障电流没有过零点，故障清除难度比交流系统大。目前有以下几种方法可以抑制直流侧故障电流的上升[7]：①跳开交流侧断路器；②在直流线路出口处加装直流断路器；③在直流线路上加装限流器；④换流器采用具备直流故障电流抑制的新型子模块。利用交流断路器隔离直流故障已在柔性直流输电工程中得到应用，但其开断及合闸速度与直流故障发展的快速性不匹配，不利于快速隔离直流故障和故障后系统快速恢复重启。直流线路侧安装直流断路器是切除直流故障最直接最有效的方法，由于直流故障电流没有自然过零点，使得直流断路器难以有效切断大故障电流，且伴随着直流电压等级的提高，其性能要求越高，且价格昂贵，技术不成熟[8-10]。加装限流器可以限制故障电流上升率，但随着电感值的增大其限流能力趋于饱和。改进优化MMC拓扑以抑制直流侧短路故障电流已成为近年来的研究热点，例如，具有对称输出正负电平能力的全桥子模块（Full Bridge Sub-Module, FBSM）[11]。然而，FBSM所需电力电子器件数量及其电流流通器件数量均是半桥子模块（Half Bridge Sub-Module, HBSM）的2倍，因此，成本较高、损耗大。FBSM和HBSM组成的混合级联子模块（HB-FBSM）[12]保留了FBSM的直流故障抑制能力，降低了损耗，由于直流故障电流抑制期间，半桥子模块被旁路，仅全桥子模块投入故障回路提供反向电压，直流故障电流抑制速度受限。具有并联抑制功能的钳位双子模块（Clamp Double Sub-Module, CDSM）[13]，可以并联抑制故障电流，有自均压功能，并联抑制时投入故障回路的电容个数减半，故障电流抑制速度较慢。此外，国内外学者还相继提出了其他具备直流故障电流抑制的新型MMC拓扑，包括：具有串联抑制功能的双子模块（Serial Double Sub-Module, SDSM）[14]、二极管钳位型子模块（Diode-Clamp Sub-Module, DCSM）[15]和增强型混合子模块（Enhanced Hybrid Sub-Module, EHSM）[16]等。相对于传统全桥子模块拓扑和半桥子模块拓扑，以上新型子模块正常运行时大都可以输出2倍及以上的子模块电容电压，改进后的新型单个子模块本身就具备输出多电平的能力。实际工程中MMC子模块数量高达200之多[17]，随着直流输电系统电压和容量的不断提高，MMC子模块数量仍会继续有所增加，成组投入的电容电压均衡算法较为适用于大容量、高电压场景，可成为解决高电压、大容量下子模块电容电压均衡困难的策略之一。
上述子模块拓扑与传统半桥子模块拓扑相比，具备了直流故障电流抑制功能，但故障电流抑制速度与经济性及运行损耗之间存在不平衡，故障清除速度直接关系到子模块开关器件的使用寿命和系统的供电可靠性[18]。此外，以上子模块主要采取的是单一闭锁抑制模式，MMC闭锁是常用的直流故障电流快速抑制策略，但长时间闭锁可能会导致电容电压发散，造成交流断路器误动[19]。FBSM虽然具有非闭锁直流故障电流抑制能力，由于经济性较差，其使用数量受到了限制，故障抑制速度不理想；HB-FBSM同样可实现非闭锁直流故障电流抑制，但直流故障期间，HBSM被旁路切除，直流故障电流抑制速度受限[20]。换流器闭锁会造成系统短时停运，功率输送中断，而非闭锁抑制模式更有利于故障后MMC快速恢复重启，故障期间子模块电容电压得到均衡控制，仍可工作于STATCOM模式向交流侧提供恒定的无功支撑，极大地提高了MMC直流故障穿越性能[21]。
基于对全桥子模块拓扑结构的研究和改进，本文推导了一种兼具闭锁和非闭锁模式抑制直流故障电流的MMC的子模块拓扑即五电平交叉子模块（Five-Level Clamp Crossed Sub-Module, FLCCSM），本文主要介绍了其结构与工作模式，分析了两种直流故障抑制模式的直流故障穿越过程，计算了子模块电容投入到故障回路的数目配置要求，提出了基于电容电压成组投切的改进均压排序算法，并且与现有典型子模块对比了子模块的故障抑制速度、可靠性、经济性、运行损耗，最后在Matlab/Simulink搭建21电平双端直流输电仿真模型，对其故障穿越性能进行验证。
全桥及改进型五电平钳位交叉型子模块FLCCSM的拓扑结构如图1所示，图1a为全桥子模块拓扑结构，由四个带反偏二极管的IGBT和一个储能电容器组成，其中，C为全桥子模块储能电容，UC为子模块电容额定电压。全桥子模块的开关状态见表1，全桥子模块具有四种工作模式，单个子模块可以输出三种电平：UC、-UC、0。
图1 全桥及改进型FLCCSM的拓扑
Fig.1 Topology of FBSM and improved FLCCSM
表1 不同工作模式下FBSM的开关状态
Tab.1 Switch state of FBSM in different operational modes
模式VT1VT2VT3VT4iSMUSM 正投模式1001—UC 负投模式0110—−UC 切除模式1010—0 0101—0 闭锁模式000＞0UC 000＜0−UC
将FBSM的储能电容C看作如图1b所示含电容的开关网络，把电容C拆分成四个等值电容C1、C2、C3、C4，C1、C2电容器与左部双向开关VT5相连，C3、C4电容器则与右部双向开关VT6相连。双开关的VT5导通时，电流流通路径如图1c所示，电流可以双向流通，当VT5关断时，电流被双向阻断，双向开关VT6的工作模式与VT5一致。为了使单个FLCCSM子模块具备全桥子模块正负电平对称输出的能力和增加输出电平数，特将电容器C1、C2、C3、C4通过交叉的功率开关组S7、S8进行钳位交叉级联，从而得到本文所提子模块拓扑，如图1d所示。其中，带反并联二极管VD7的VT7与带反并联二极管VD9的VT9串联组成功率开关组S7，开关管VT7和VT9的触发信号保持同步；带反并联二极管VD8的IGBT VT8则与带反并联二极管VD10的VT10串联组成功率开关组S8，开关管VT8和VT10的触发信号保持同步。FLCCSM整体结构对称，易于集成化设计，可工作于正负投入两种工作模式。
FLCCSM子模块一般正常工作情况下有三种工作模式：正投模式、切除模式和闭锁模式。不同工作模式下各开关器件IGBT的开断状态见表2。FLCCSM有多种电平输出模式，正投模式有八种工作状态，输出电平有四种：UC、2UC、3UC、4UC；切除模式有两种工作状态，输出电平为0。
表2 不同工作模式下FLCCSM的开关状态
Tab.2 Switch state of FLCCSM in different operational modes
模式VT1VT2VT3VT4VT5VT6S7S8iSMUSM 正投模式00101010—UC 01000110—UC 10100010—2UC 00001110—2UC 01010010—2UC 10000110—3UC 00011010—3UC 10010010—4UC 切除模式01100010—0 10010001—0 闭锁模式00000000＞04UC 00000000＜0−4UC
由表2可以看出，FLCCSM触发方式灵活，正常工作时，一般选取正投模式，正投模式下投入4UC时只有一组触发脉冲信号，投入UC和3UC时各有两组不同的触发脉冲信号，投入2UC则具有三组不同的触发脉冲信号，切除模式下有两组不同的触发脉冲信号。
具体开关状态对应输出电平如下：若VT3、VT5、S7导通，其余开关器件均关断，则输出电平UC2；VT2、VT6、S7导通，其余开关器件均关断，则输出电平UC3；若VT1、VT3、S7导通，其余开关器件均关断，则输出电平UC1+UC2；VT5、VT6、S7导通，其余开关器件均关断，则输出电平UC2+UC3；若VT2、VT4、S7导通，其余开关器件均关断，则输出电平UC3+UC4；若VT1、VT6、S7导通，其余开关器件均关断，则输出电平UC1+UC2+UC3；若VT4、VT5、S7导通，其余开关器件均关断，则输出电平UC2+UC3+UC4；若VT1、VT4、S7导通，其余开关器件均关断，则输出电平UC1+UC2+UC3+UC4。
直流故障时闭锁模式下FLCCSM的故障电流流通路径如图2所示。由图2a可知，若桥臂电流ism＞0时，子模块可提供4UC的反向电压；由图2b可知，若桥臂电流ism＜0时，子模块可提供-4UC的反向电压。无论电流方向如何，都可以为故障回路提供足够大的反向电压，使故障电流得以快速抑制，最终二极管因承受反向电压而截止，阻断了交流侧电流的二次馈入。
图2 闭锁时的故障电流流通路径
Fig.2 Current path under blocking state
FLCCSM还可以工作于非闭锁模式下实现直流故障抑制，直流侧发生短路故障时，利用子模块具有正负电平对称输出能力，根据桥臂电流流向合理地选择子模的投入模式，为故障回路创造反向电压，同样对故障电流起到一定的抑制效果，非闭锁模式下FLCCSM的故障电流流通路径如图3所示。
图3 非闭锁时的故障电流流通路径
Fig.3 Current path under non-blocking state
直流侧发生短路故障后，FLCCSM-MMC具备两种直流故障抑制模式，反向电压投入故障回路后，故障电流开始下降，子模块电容进入充电状态，电容电压上升使得二极管反偏截止，故障电流被阻断。故障清除后，系统重新恢复至稳态运行阶段[22]。
考虑到双极短路故障在直流线路故障中最为严重，因此本文主要针对双极短路故障进行分析。反向电压投入前电容放电受到均压算法的控制，闭锁前电容放电等效电路如图4所示。故障回路的等值电容、等值电感和等值电阻分别为
图4 反向电压投入前的等效电路
Fig.4 Equivalent circuit before inserting negative voltage
（1）
（2）
（3）
故障等效电路的初始状态为
（4）
由基尔霍夫定律可得故障回路方程为
（5）
根据式（4）和式（5）可解得直流故障电流解析式为
（6）
其中
（7）
（8）
（9）
（10）
2.2.1 闭锁抑制模式分析
若发生直流永久性故障，需立即闭锁MMC，电容放电回路被阻断，交流电网、桥臂电感、平坡电抗器所存储的能量将通过续流二极管重新注入子模块电容，反向电压投入故障回路，电容处于充电状态。闭锁后电容充电等效电路如图5所示。
故障回路方程为
（11）
式（11）实际上与式（5）形式一致，区别在于动态方程的初始状态和其子模块电容的充放电状态不同，闭锁后的初始状态是闭锁前的末状态，闭锁前子模块电容处于放电状态，闭锁后子模块电容则处于充电状态。闭锁后故障回路的等值电容、等值电感和等值电阻与闭锁前不变。
图5 闭锁后MMC的等效电路
Fig.5 The equivalent circuit of MMC after blocking
设闭锁时刻为t1，闭锁后故障等效电路初始状态为
（12）
根据式（11）和式（12）可解得闭锁后直流故障电流为
（13）
其中
（14）
（15）
（16）
（17）
2.2.2 非闭锁抑制模式分析
闭锁抑制模式不足之处主要在于故障期间直流功率的输送被阻断，且故障后恢复时间较长，而非闭锁抑制模式更有利于故障后系统恢复，故障期间降压运行，仍具备输送一定功率的能力，提高了MMC故障穿越能力，因此较适用于处置直流线路发生瞬时性故障。非闭锁模式下的开关状态见表3。由表3可知，该子模块可提供-UC、-2UC、-3UC、-4UC四种反向电压，可灵活调节直流故障抑制速度。
表3 负投模式下FLCCSM的开关状态
Tab.3 Switch state of FLCCSM in negative voltage outputting modes
模式VT1VT2VT3VT4VT5VT6S7S8iSMUSM 负投模式0001 1001−-UC 10000101−-UC 01010001−-2UC 00001101−-2UC 10100001−-2UC 01000101−-3UC 00101001−-3UC 01100001−-4UC
直流线路故障时，非闭锁模式下MMC桥臂故障电流分为直流侧故障电流分量与交流源馈入电流分量，桥臂故障电流分量的流通路径如图6所示，路径1为直流侧故障电流分量，路径2和3为交流源馈入电流分量。由图6可知交流源馈入电流分量在上、下桥臂进行分流，通过调节上、下桥臂的输出电平，使其满足大小相等、极性相反，有功和无功控制指令值设置为零，使故障电流快速衰减至安全稳态值。图7所示为非闭锁抑制模式下子模块电流流通路径，若桥臂电流大于零时，触发控制子模块输出4UC电平；若桥臂电流小于零时，触发控制子模块输出-4UC电平。从而保证无论桥臂电流流向如何，子模块始终可以为故障回路提供一定的反向电压。
图6 非闭锁模式下的桥臂电流流通路径
Fig.6 Current path of bridge arm in non-blocking mode
图7 正负投入电容充电电流的流通路径
Fig.7 The current path of the charging current of the positive and negative inserting capacitors
FLCCSM子模块仅工作于正投模式时，直流电压与阀侧交流相电压峰值满足关系式[23]
（18）
式中，Udcn为额定直流电压；
为子模块额定电容电压；Nsm为单个桥臂子模块电容总个数；Uvj (j= a, b, c)为阀侧交流相电压峰值；m为电压调制比，mmin≤m≤1，mmin由MMC工作点PV=0(pu)和QV=-1(pu)确定。
当FLCCSM-MMC的子模块一部分用于输出正电平、另一部分用于输出负电平时，电压调制比m＞1，出现超调现象。假设2N子模块中有M个子模块工作在负投模式，此时，直流电压与阀侧交流相电压峰值满足关系式
（19）
其中
（20）
式中，
、
(j=a,b,c)分别为负投入参与工作后的直流电压和阀侧交流相电压峰值。
对于闭锁模式，阻断交流源二次馈入的前提条件是故障回路中子模块所提供的反向电压不小于阀侧交流电压幅值，即
（21）
整理式（21）得
（22）
由于FLCCSM闭锁后，N=Nsm，因此式（22）恒成立，闭锁后防止了故障弧道的复燃。
非闭锁模式下要使故障电流得到一定的抑制，则需要满足
（23）
将式（21）代入式（23）整理可得
（24）
闭锁抑制模式下投入故障回路所需电容配置数目需要满足式（22）的约束，非闭抑制锁模式下需要满足式（24）的约束。
传统均压调制算法适用于电平数较低的情况，电平数较多时存在排序计算量大、开关频率较高、增加了数据采集和通信系统的负担等问题[24]，无法满足高电压、大容量下电容电压均衡控制的需求，一种基于电容电压成组投切的均衡控制策略成为解决均压困难的方案之一，单个子模块可输出多电平时，以多倍电容电压成组投入参与排序，对于FLCCSM，参与排序的第i个子模块电容电压取值
(
)，子模块投切主要以最高电平输出模式为主，尽可能提高每个子模块电容电压的利用率，这样极大减少了参与排序的电容电压总数量，提高了排序效率，且电平数越高，其均压效果越好。若发生直流永久性故障时，采取闭锁抑制模式才能更好保护设备安全；若发生直流瞬时性故障时，为了故障期间系统不停运，仍可以输送一定功率，非闭锁抑制模式是一种较为理想的方案。子模块电容电压均衡控制策略与直流故障抑制模式选取策略流程如图8所示，具体如下：
（1）根据NLM调制算法计算出每个桥臂需要投入的子模块数Non。
（2）判断是否发生直流故障，若没有发生直流故障，转至步骤（4）；反之转至步骤（3）。
（3）判断是否为永久性故障或瞬时性故障，永久性故障时，采取闭锁抑制模式；瞬时性故障时，采取非闭锁抑制模式。
（4）实时监测每个子模块电容电压USMi，采用保持因子排序对成组投入的电容电压进行均衡控制。
（5）iarm＞0时，则依次投入电压较小的子模块；iarm＜0时，则依次投入电压较大的子模块。
图8 子模块电容电压平衡及抑制模式选取策略流程
Fig.8 The strategies flow chart of sub-module capacitor voltage balance and clearing mode selection
直流故障电流抑制的快慢是反映不同子模块故障穿越性能的一个重要指标，直接关系到直流开关器件的使用寿命和系统的安全。FLCCSM、HB-FBSM、CDSM等子模块的直流故障电流抑制原理相同，即检测到直流故障发生后，立刻投入子模块电容吸收系统短路故障能量，保护设备安全，若直流故障电流抑制较慢，设备过电流时间较长，对设备将造成损坏。
式（13）可化简为
（25）
式中
（26）
（27）
（28）
（29）
由式（25）可得直流线路故障电流抑制到零的时间为
（30）
式中，
为各子模块为故障回路所能提供的初始等效反向电压；Ceq为投入故障回路等效电容。根据式（30）和式（26）可知，同一系统参数下直流故障电流抑制的快慢主要由Ceq与值的大小来决定。各类MMC拓扑的Ceq与的大小见表4，其中N为单个桥臂能投入到故障回路的总电容数，Ucav为单个子模块电容所能提供的反向电压。
表4 不同换流器拓扑的等效电容与等效反向电压
Tab.4 The equivalent capacitance and equivalent reverse voltage of different converter topologies
类型Ceq FLCCSM2NUcav2C/(3N) FBSM2NUcav2C/(3N) CDSMNUcav3C/N HB-FBSM7NUcav/515C/(7N)
下面主要对比FLCCSM、FBSM、CDSM、HB-FBSM四种不同子模块拓扑的直流故障电流抑制快慢，HB-FBSM的全桥占比取80%。
将表4中的参数分别代入式（30）可得
（31）
即FLCCSM和FBSM的故障电流抑制速度最快，HB-FBSM的故障电流抑制速度低于FLCCSM，CDSM的故障抑制速度最慢。通过以上分析可知投入故障回路的电容数越多，能为故障回路提供的反向电压也就越大，因而直流故障抑制速度较快。
稳态运行时，为了提高子模块电容利用率，FLCCSM主要被控制工作在输出最高电平工作模式，即输出电平为UC1+UC2+UC3+UC4。此时FLCCSM的电流流通路径如图9所示。
图9 FLCCSM的电流流通路径
Fig.9 The current path of FLCCSM
由图9可知，当电流从A端流入，B端流出，子模块电容处于充电状态，电流流通路径如虚线所示，电流主要流经开关管为VD1→VD7→VD9→VD4。此时，开关管VT1、VT4、VT7、VT9处于导通状态，其余开关管VT2、VT3、VT5、VT6、VT8、VT10处于关断状态。双向开关管中VT5及其串联二极管总承受最大压降为
与
之间的电压差，双向开关管中VT6及其串联二极管承受最大压降为
与
之间的电压差，开关管VT2总承受最大正向压降为
，开关管VT3总承受最大正向压降为
，VD2、VD3承受最大反向压降值等于其反并联开关管VT2、VT3所承受最大正向压降值，VT8、VT10开关管承受最大正向压降为
，VD8、VD10承受最大反向压降值等于其反并联开关管VT8、VT10所承受最大正向压降值。VD1、VD4、VD7、VD9承受正向压降，处于导通状态，承受压降近似为零，由于开关管VT1、VT4、VT7、VT9与其二极管VD1、VD4、VD7、VD9反并联，承受压降同样近似为零。
当电流从B端流入，A端流出，子模块电容处于放电状态，电流流通路径如点画线所示，电流主要流经的开关管为VT4→VT9→VT7→VD1。此时，各开关管的导通、关断状态和耐压情况都与子模块电容处于充电状态时一致。
同理，子模块工作于其他电平输出模式和旁路模式，器件最大耐压值为2倍电容电压。
无论电流方向如何，稳态运行时，器件承受最大电压为两倍电容电压，相同电压等级和容量下，子模块数量越多，其每个电容所需分担的直流电压分量就越小，因此器件最大耐压值在2倍电容电压以内是允许的。双向开关中开关管VT5、VT6串联了二极管，二极管与IGBT共同分压，其耐压值较小，可以选择一般的器件，节约了子模块成本。对于其他开关器件，其最大耐压值相同，可以采用同一型号器件。
子模块出现内部故障时，由于FLCCSM可以输出±4UC、±3UC、±2UC、±UC、0等多种电平，对应多种触发方式，通过监测FLCCSM子模块内器件运行情况，及时调整子模块的输出电平方式，保证子模块在某个开关器件出现故障时仍然可以输出一定的电平数来维持直流电压稳定，从而提高了子模块运行可靠性。下面以子模块VT4及反并联VD4开关组出现故障为例，此时子模块还可以输出0～3UC的电平，其电流流通路径如图10所示。通过控制其他非故障开关组可以输出不同的电平模式，模式1输出电平为，模式2输出电平为，模式3输出电平为，模式4输出电平为
，模式5输出电平为
。
图10 VT4未能正常工作时FLCCSM电流流通路径
Fig.10 The current path of FLCCSM with VT4 fault
实际工程中随着MMC电压等级的不断提高，输出波形质量的要求越来越严格，子模块成本在MMC换流站投资成本中占比也随之增高[25]。为了考核本文所提新型拓扑的经济性指标，主要以平均输出一个单位电平UC所需电力电子器件数量为指标来衡量其投资成本，HBSM、FBSM、HB-FBSM（FBSM与FBSM混合，全桥比例取80%）、CDSM和FLCCSM的单位电平所需开关器件数见表5。由表5可知，HBSM经济性最佳，但欠缺直流故障自清除功能，具备直流故障抑制能力的FBSM、HB-FBSM、CDSM相对于HBSM新增开器件IGBT分别为100%、70%、25%，新增器件二极管分别为100%、70%、75%。本文所提FLCCSM相对于HBSM新增器件IGBT与二极管分别为25%、100%。
表5 不同子模块的投资成本比较
Tab.5 Comparison of investment costs of different sub-modules
子模块类型子模块输出电压单位电平所需器件数Ctot是否具有故障自清除能力 IGBT二极管 HBSMUC2214.4N无 FBSMUC4428.8N有 HB-FBSMUC3.43.424.46N有 CDSM2UC2.53.519.2N有 FLCCSM4UC2.55.021N有
为了进一步衡量FLCCSM子模块的经济性指标，还需要对其器件成本进行综合计算。因此可以将综合成本Ctot按照式（32）计算。
（32）
式中，CIGBT为IGBT总成本；Cdiode为二极管总成本。本文所对比子模块的电容参数取值均相同，因此电容总成本相同，可以不予以考虑。
综合成本Ctot的详细表达式为[26]
（33）
式中，NIGBT为换子模块输出单位电平所需IGBT个数；Ndiode为换子模块输出单位电平所需二极管个数；q为二极管相对于IGBT的价格比，本文取0.2。
从表5中可以看出，FLCCSM在具备直流故障电流抑制速度较快的同时仍具有投资成本优势。
最后还需要考虑子模块的封装体积，集成多个电容的单个子模块体积一般比单个半桥子模块大，但单个FLCCSM子模块具备独立输出4倍UC的电平，而对于半桥子模块来说则需要4个子模块，反而含多电容的高度集成化子模块总体占用空间较小，随着将来多电容子模块封装技术成熟及双向开关封装成型的出现，其优势将进一步提高。
MMC的运行损耗主要包含开关损耗和通态损耗，其中通态损耗在系统运行损耗中占有较高的比重[27]。单位电平所需流通电力电子器件个数可作为子模块运行损耗的衡量指标，具体比较结果见表6。由表6可知，相对于HBSM，FBSM、HB-FBSM、CDSM理论上新增通态损耗分别为100%、70%、50%，而FLCCSM理论上新增通态损耗为零，FLCCSM具有HBSM同等水平的通态损耗。
表6 不同子模块的运行损耗比较
Tab.6 Comparison of operational loss of different sub-modules
子模块类型电流方向输出电压导通器件数单位电平流通器件数 HBSMA→BUC1个二极管1个二极管 A←B1个IGBT1个IGBT FBSMA→BUC2个二极管2个二极管 A←B2个IGBT2个IGBT HB-FBSMA→BUC1.7个二极管1.7个二极管 A←B1.7个IGBT1.7个IGBT CDSMA→B2UC3个二极管1.5个二极管 A←B3个IGBT1.5个IGBT FLCCSMA→B4UC4个二极管1个二极管 A←B4个IGBT1个IGBT
子模块正常工作时开关组S7和S8的开关频率为零，只有正负投入相互切换时才会动作，因此FLCCSM的稳态平均开关频率相对较低。稳态运行时开关器件VT2的动作最为频繁，开关频率达400Hz，VT2的触发信号波形如图11所示，但整个MMC平均开关频率只有253.5Hz，相对于传统PWM调制的开关频率1kHz，开关损耗较低。
图11 VT2正常状态下的触发信号
Fig.11 Trigger signal of VT2 under normal states
为了验证FLCCSM在闭锁与非闭锁两种模式下的故障穿越能力，利用Matlab/Simulink搭建了FLCCSM、HB-FBSM、CDSM的双端21电平MMC仿真模型。详细仿真参数见表7。
表7 MMC系统的仿真参数
Tab.7 Simulation parameters of MMC system
名称符号数值 系统额定容量/MWS200 交流侧相电压峰值/kVUvj ( j=a,b,c)100 直流线路电压/kVUdc±100 直流线路电感/(H/km)L0.792 直流线路电阻/(Ω/km)Rdc0.015 桥臂电感值/mHL056 平波电抗器电感值/mHLdc100 单个桥臂子模块个数/个N5 子模块电容C1/mFC110 子模块电容C2/mFC210 子模块电容C3/mFC310 子模块电容C4/mFC410 仿真步长Ts_Power7.407´10-6 控制步长Ts_Control7.407´10-5 采样步长Sample time7.407´10-5
FLCCSM-MMC稳态运行时的交流阀侧与直流侧输出电压波形如图12所示。如图12a所示，稳态运行时，换流站交流阀侧输出电压为21电平阶梯波，其总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion, THD）为4.4%，相同条件下，基于CDSM、HB-FBSM的MMC交流阀侧输出电压的THD为4.52%、4.91%。如图12b所示，稳态直流电压稳定在100kV上下，波动在2%以内。所提子模块稳态运行时，可顺利完成交直流之间能量转换，波形质量较好。
图12 MMC稳态运行仿真结果
Fig.12 Simulation results of MMC in steady state
为了验证所提均压算法策略，搭建FLCCSM的双端21、33、41电平MMC，仿真参数同表7一致，稳态运行时电容电压成组投切排序的均压效果如图13所示。图13a所示为21电平下的均压效果波形，最大电容电压波动率εmax=6.225 7%；图13b所示为33电平下的均压效果波形，最大电容电压波动率εmax=3.182 4%；图13c所示为41电平下的均压效果波形，最大电容电压波动率εmax=2.413 8%。成组投切排序的电容电压均衡控制效果与电平数密切相关，电平数越大，其电容电压波动率越小，均压优势越明显，实际工程中直流电压等级越高，所需电平数就越多，此均压算法具有实际工程参考意义。
图13 FLCCSM子模块电容电压
Fig.13 Capacitor voltage of FLCCSM
通过搭建FLCCSM、HB-FBSM、CDSM的双端21电平MMC仿真模型，设置相同条件，各类子模块的直流故障电流仿真波形如图14所示，直流故障电流抑制到零的时间分别为ΔtFLCCSM=1.8ms（本文所提子模块拓扑FLCCSM），ΔtHB_FBSM=2.8ms（全桥占比80%），ΔtCDSM=6ms。因此，本文所提子模块拓扑在相同条件下的直流故障抑制速度要比经典全半混合拓扑HB-FBSM与钳位双子模块CDSM快，同时验证了式（31）理论推导与仿真结果一致。FLCCSM-MMC的直流故障电流解析波形与仿真波形如图15所示，从图15中可以看出解析波形与仿真波形基本吻合。
图14 MMC各类子模块直流故障电流抑制速度比较
Fig.14 Comparison of DC fault clearing for different sub-moduals
图15 FLCCSM-MMC的直流故障电流解析波形与仿真波形
Fig.15 Theory and simulation current waveforms of FLCCSM-MMC with DC fault
仿真时设置投入故障回路的电容数取最大值为N=Nsm=20，满足闭锁模式下式（22）约束条件。假设在平波电抗器的直流线路出口侧设置t0=1.6s时发生双极短路永久性故障，延迟1ms之后t1时刻换流站内所有子模块接收到闭锁信号，换流器闭锁，进入吸收短路故障能量阶段，发生双极短路永久性故障时闭锁模式下MMC的直流电流、交流侧电流、A相桥臂电流的仿真结果如图16所示。其中，t0为直流线路出口处发生直流故障的时刻，t1为故障抑制模式控制启动时刻，t2为直流故障电流抑制到稳态值时刻。
由图16a可看出，发生直流短路故障时，故障电流急遽上升，1ms就可上升至稳态值的4倍左右，因此一旦检测到故障需要立即闭锁子模块，防止故障电流对器件造成严重危害。1.601s时闭锁所有MMC子模块，所有子模块电容将反向投入故障回路，吸收故障能量，故障电流在t2=1.603s之前就清除到零，大约2ms内阻断直流故障电流，即验证了该子模块的直流故障电流抑制速度极快，其直流故障穿越性能较好。
图16 永久双极短路故障闭锁仿真结果
Fig.16 Simulation results of permanent bipolar short-circuit fault under blocking state
由图16b可看出，交流电源馈入到换流阀内的故障电流在t2=1.603s时被阻断至零，验证了式（22）理论推导与仿真结果一致，对该子模块在闭锁模式下电容投入到故障回路的数目配置的设计达到了直流故障穿越条件约束。
由图16c可看出，闭锁抑制模式时上下桥臂电流的峰值大约是其额定值的1.5倍，低于2倍额定值，桥臂故障电流在t2=1.603s降到零，对子模块的开关器件起到了保护。
仿真时设置投入故障回路的电容数取最大值为N=Nsm=20，满足非闭锁抑制模式下式（24）约束条件。若同样在平波电抗器的直流线路出口侧设置t0时刻发生双极短路瞬时性故障，延迟1ms之后换流站内所有子模块接收到负投入非闭锁信号，1.603s时故障结束，t2时刻故障电流清除至零附近波动，波动范围大概200A左右，故障清除后，MMC开始恢复稳态运行。发生双极短路瞬时性故障时在非闭锁模式下MMC的直流电流、交流侧电流、A相桥臂电流的仿真结果如图17所示。其中，t4为非闭锁模式下直流故障清除后，系统开始恢复稳态运行时刻。
由图17a可看出，2ms内可将直流故障电流抑制到200A以内，其值是直流电流稳定运行时的1/4，故障电流没有被清除到零是因为非闭锁模式下还有部分交流分量继续流入换流站，由于这部分交流分量比较小，基本不会对开关器件造成损害。而且非闭锁模式于故障清除后不必在对子模块进行解锁，可直接恢复启动，因而极大地提高了故障后恢复稳态运行的效率。
图17 瞬时双极短路故障非闭锁仿真结果
Fig.17 Simulation results of bipolar transient short-circuit fault under non-blocking state
由图17b可看出，交流电源馈入到换流阀内的故障电流在t2=1.603s时被阻至零附近波动，大约只是交流电流额定值的1/5，验证了式（24）理论推导与仿真结果一致，对该子模块在非闭锁模式下电容投入故障回路的数目配置设计达到了直流故障穿越条件约束。
由图17c可看出，非闭锁抑制模式时上、下桥臂电流的峰值大约是其额定值的1.5倍，低于2倍额定值，桥臂故障电流在t2=1.603s降到零附近波动，波动幅度是稳态值的2/5，对子模块的开关器件起到了较好的保护作用。
基于全桥子模块拓扑设计思路改进的五电平钳位交叉子模块，具备闭锁与非闭锁直流故障电流抑制功能，多种信号脉冲触发控制模式，单个子模块可输出多电平，其特点如下：
1）抑制模式：具备闭锁和非闭锁两种抑制模式，闭锁抑制模式主要用于处置发生直流永久性故障；非闭锁抑制模式主要用于处置发生直流瞬时性故障。两种抑制模式都具有良好的直流故障穿越能力。
2）抑制速度：相同条件下，FLCCSM-MMC的抑制速度较快，闭锁模式下2ms内故障电流可以快速抑制到零；HB-FBSM则需要3ms才可以将故障电流抑制到零；而CDSM的直流故障抑制速度较慢，需要5ms。非闭锁模式下的直流故障电流抑制效果明显，此模式更有利于直流故障清除后MMC快速恢复稳态运行，故障期间仍可以输送一定功率。
3）经济性：FLCCSM的器件成本接近于CDSM，但优于FBSM与HB-FBSM；损耗方面该子模块与HBSM通态损耗相当。因此FLCCSM的经济性优势较为明显，且损耗低。
4）均压效果：仿真验证表明，MMC电平数越多，FLCCSM的均压效果就越明显，电容电压成组投切排序算法适用于电平数量较多的均压控制策略。
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A New Modular Multilevel Converter Topology with Capability of DC Faults Clearing under Blocking and Non-Blocking Mode
Abstract The existing DC short-circuit fault current clearing methods have the contradiction between clearing rate and economy. A five-level clamp crossed sub-module (FLCCSM) modular multilevel converter (MMC) topology is proposed, which can achieve rapid clearing of DC fault current at low cost in both blocking and non-blocking modes. The DC fault ride-through processes in the blocking and non-blocking clearing modes are analyzed; the configuration numbers of the capacitors of the sub-modules in the fault current path that meets the fault ride-through conditions in the two clearing modes are deduced; the balanced control of the capacitor inserting in group strategies to improve its voltage equalization effect is proposed. Matlab/Simulink simulation results show that FLCCSM-MMC can quickly clear the DC fault current to zero in the blocking mode, it is mainly used to deal with DC permanent faults. In the non-blocking mode, FLCCSM-MMC can quickly limit the arm current to less than 2 times of the rated value of the bridge arm current, and MMC still has the ability to transmit a certain amount of power, which is more suitable for dealing with DC transient faults, furthermore the capacitors voltages remain balanced before and after the fault. FLCCSM-MMC has the advantages of fast fault current clearing, high reliability, low device cost, and low operating loss.
Keywords: Modular multilevel converter (MMC), five-level clamp crossed sub-module (FLCCSM), DC fault clearing, blocking and non-blocking modes, capacitor voltage balanced control
DOI:10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211154
中图分类号：TM46
国家自然科学基金重点项目（52037003）和云南省重大科技专项计划（202002AF080001）资助。
收稿日期 2021-07-28
改稿日期 2021-09-03
束洪春 男，1961年生，博士，教授，博士生导师，研究方向为新型继电保护与故障测距、数字信号处理及其应用、电力系统CTI技术等。E-mail：kmshc@sina.com（通信作者）
邵宗学 男，1994年生，博士研究生，研究方向为柔性直流输电技术。E-mail：2971537463@qq.com
（编辑 郭丽军）