图1 HMDCT及HyMDAB电路拓扑
Fig.1 The topology of HMDCT and HyMDAB
摘要 针对移相-谐振双有源桥（PS-SRDAB）混合型直流变压器（DCT），该文提出一种热备用冗余设计及其控制策略。为提高该类DCT内部谐振双有源桥（SRDAB）单元运行可靠性，将所备用的移相双有源桥（PSDAB）与其并联连接。在正常运行时，SRDAB与备用PSDAB单元同时工作，并通过控制高压侧电容电压实现两类模块内部传输能量配比。若SRDAB出现如过电流、过电压、过温等故障，对其进行闭锁后热备用PSDAB将承担模块全部功率。该文分析采用冗余设计时混合模块化直流变压器（HMDCT）的工作原理及运行特性，建立系统动态小信号模型，同时研究在采用传统电压闭环控制策略时的运行稳定性。利用所搭建的实验原理样机验证了所提出的冗余设计及控制策略的有效性。
关键词：直流变压器 冗余设计 热备用 混合移相-谐振双有源桥
与传统交流配电变压器类似，直流变压器（Direct Current Transformer, DCT）、集成电力电子变换器及高频变压器，能够实现不同等级直流电压变换及电气隔离，同时整合多类型直流分布式能源与直流负荷[1-3]。
由于应用场合不同，导致直流变压器很难实现均一化设计，促使其电路拓扑呈现多元化发展。多模块输入串联输出并联（Input Series Output Parallel, ISOP）型直流变压器，因功能单元配置相对灵活、扩展能力强及控制相对简单，受到研究人员广泛关注。双有源桥（Dual Active Bridge, DAB）变换器作为该类DCT的基本功率单元，具备高效率、高功率密度及能量双向流动等优点[4-5]。移相DAB（Phase- Shifted Dual Active Bridge, PSDAB）和谐振DAB（Series Resonant Dual Active Bridge, SRDAB）为两种常见的形式，在正常工作时，可实现零电压软开关（Zero Voltage Switching, ZVS）或零电流软开关（Zero Current Switching, ZCS）运行。与PSDAB不同，SRDAB可通过同步开环方式在较宽的负载范围内实现ZCS或ZVS。但是，输出电压不可控制，将随负载功率发生改变。虽然可施加移相闭环策略实现恒压控制，但是这种控制方式下变换器开关频率要高于谐振频率，对控制系统精度提出较高要求。对于PSDAB，通过施加单移相、扩展移相、双重移相或三重移相闭环控制策略可实现电压及功率灵活控制。另外，文献[6]指出，当DAB运行在单位电压传输增益比时，通过单移相控制方式即可实现系统高效率运行。然而，PSDAB内部变换器半导体器件在关断时电流非零，仍存在关断损耗。基于PSDAB和SRDAB的运行特性，文献[7-8]提出一种混合移相-谐振双有源桥（Phase-Shifted Series Resonant Dual Active Bridge, PS-SRDAB）型直流变压器，通过PSDAB实现低压直流母线管理，同时利用SRDAB提高系统运行效率。研究表明混合模块化直流变压器（Hybrid Modular Direct Current Transformer, HMDCT）电能传输效率高于96%。
对于SRDAB，在开环控制模式下系统可控性相对较差，当内部出现故障时系统容错能力远低于其他闭环DC-DC变换器[9]。目前，多集中在内部开关器件发生故障时SRDAB保护策略研究。文献[10-11]提出一种并联功率器件或桥臂冗余设计，当开关器件发生故障时，备用支路投入使用。文献[12-13]提出采用串联熔断器或开关来隔离故障。为了减少额外的硬件保护电路，文献[14]提出了保护开关和两个分流电容器连接在输出侧，以避免高压侧的单管短路故障。但是，保护瞬态过程中将会产生高电流冲击和严重的电压跌落。文献[15]提出了一种新颖的双向DC-DC变换器，当故障发生在低压侧时，变换器内部以一种混合移相及谐振模式进行工作，以限制高频变压器中故障电流。
此外，通过设计冗余功率模块亦可解决器件故障问题。该类冗余设计方式还可以处理其他故障情况，例如，直流端口过电压、内部器件过电流、内部过温等。通常，冗余设计方式包括冷备用和热备用两种方式。与冷备用方式相比，热备用方式可降低故障处理过程中产生的冲击电压和电流，同时系统恢复时间相对较短。在文献[16-17]中，通过将SRDAB并联有源前端（Active Front End, AFE），以实现内部出现故障时对该模块进行旁路，同时备用模块通过AFE接替故障模块运行。
对于文献[7-8]所提出的HMDCT，在高压侧SRDAB与PSDAB进行串联，当SRDAB内部发生故障导致其开关器件进行闭锁时，串联在高压侧母线电容电压将会上升，严重时会引起系统停机运行。为解决该问题，本文提出一种SRDAB并联PSDAB冗余设计方式及控制策略。在系统正常运行时，SRDAB与PSDAB同时投入工作，通过控制模块高压侧电容电压可实现备用PSDAB与SRDAB传输功率配比。当SRDAB发生故障时，通过闭锁内部变换器将其从系统中移除，此时备用PSDAB模块将承担全部功率。另外，本文在分析系统工作原理及运行特性的基础上，建立了采用冗余设计时的系统动态小信号模型，以便于控制器参数设计。最后，通过所搭建的实验原理样机验证了所提出的冗余设计模式及控制策略的有效性。
当采用本文所提出的热备用冗余设计策略时， PSDABs和混合模块化DAB（Hybrid Modular Dual Active Bridge, HyMDAB）采用ISOP进行连接，HMDCT及HyMDAB电路拓扑如图1所示，ir1_pr为DAB模块流入高频变压器的电流。每个HyMDAB均由SRDAB及所并联的备用PSDAB构成。对于各PSDAB模块，内部集成高、低压侧H桥变换器及高频变压器。PSDAB及SRDAB典型内部波形示意图如图2所示。在移相闭环控制方式下，各变换器输出存在相位差异50%的占空比方波电压u1、u2，该电压差异u1-u2作用于高频变压器漏感从而产生电流iri_ps，如图2a所示，Ts为PSDAB开关频率，Di为PSDAB移相比。对于SRDAB模块，内部除集成高、低压侧H桥变换器及高频变压器外，谐振电容串联在高频变压器绕组两端，与变压器漏感形成串联谐振单元。在同步方波控制模式下，各变换器输出同频同相50%占空比方波电压u1、u2，由于线路存在损耗电阻，则高、低压侧方波电压差u1-u2作用于串联谐振单元，从而产生同频同相高频正弦电流iri_sr，如图2b所示，Tr为SRDAB开关频率。
图1 HMDCT及HyMDAB电路拓扑
Fig.1 The topology of HMDCT and HyMDAB
图2 PSDAB及SRDAB典型内部波形示意图
Fig.2 The schematic of the typical PSDAB and SRDAB waveforms
假设在所提出的HMDCT中有N个PSDAB和K个HyMDAB，同时为便于分析，假设各类模型内部电路元器件参数均一致。对于各PSDAB，根据文献[18-19]可计算得到在单开关周期内有
（1）式中，iIN_ps、io_psi分别为高、低压侧平均电流；kTF1为高频变压器电压比；Di为各PSDAB中高、低压侧方波电压移相比；fs为PSDAB内部变换器开关频率；Lri为高频变压器漏感；uo为低压直流侧输出电压；uIi_ps为PSDAB模块高压侧电容电压。上述分析同样适合备用PSDAB，因此不再进行赘述。
对于SRDAB，文献[20]建立了单开关周期内等效平均值模型，如图3所示。同时利用复频域分析方法，推导得到了等效模型中各支路电感和支路电阻分别表示为
（2）式中，Lr_pr、Rloss分别为SRDAB内部高频变压器漏感及模块内部损耗电阻。图3中，计算可得SRDAB内部高频电流平均值iIN_sr为
（3）
式中，uIi_sr为SRDAB模块高压侧电容电压；kTF2为混合模块化双有源桥中SRDAB模块高频变压器电压比；iIN_sr为开关周期内流入SRDAB模块等效平均电流。此时，若低压直流侧电压被控制在恒定值，显然通过控制高压侧电容电压uIN_pr即可实现SRDAB所传输功率控制。
图3 单开关周期内SRDAB等效平均值模型
Fig.3 The equivalent average model of SRDAB within single switching cycle
因此根据式（1）～式（3），在考虑高、低压侧模块电容的基础上，此时得到单开关周期内HMDCT等效平均电路模型如图4所示，CIN_ps、CIN_pr、CIN_sr及Co_ps、Co_pr、Co_sr分别为PSDAB模块、SRDAB模块及备用PSDAB模块等效高、低压侧电容，其表达式分别为
（4）式中，CIN_psi、CIN_pri、CIN_sri和Co_psi、Co_pri、Co_sri分别为PSDAB模块、SRDAB模块及备用PSDAB模块高低压侧各模块电容。
图4 HMDCT等效平均电路模型
Fig.4 The equivalent average model of the HMDCT
根据图4所示的等效平均模型，当系统达到稳态运行时，各模块高低压侧电容电压趋于恒定，此时有
（5）
（6）
式中，iIN1为直流变压器高压侧等效平均电流；iIN2为开关周期内HyMDAB中PSDAB模块高压侧电流；ih为开关周期内HyMDAB中SRDAB模块高压侧电流；io_ps、io_sr、io_pr分别为开关周期内流出PSDAB模块、SRDAB模块及备用PSDAB模块等效平均电流；iIN_ps、iIN_pr为开关周期内流入PSDAB模块及备用PSDAB模块等效平均电流；kTF2为备用PSDAB模块高频变压器电压比；uIN为直流变压器高压侧端口电压；uIi_pr为备用PSDAB模块高压侧电容电压。
因此，联合式（1）～式（6），推导可得HMDCT低压直流侧输出电流io及传输功率po分别为
（7）此外，结合表1中所列HMDCT主要仿真参数，包含2台PSDAB模块和1台HyMDAB模块，可绘制HMDCT功率传输曲面，如图5所示，图中，D2为备用PSDAB模块内部高、低压侧方波电压移 相比。
表1 HMDCT主要仿真参数
Tab.1 Main simulation parameters of the HMDCT
参 数数 值 高压侧输入电压uIN/kV2.25 低压侧输出电压uo/V750 高频变压器电压比kTF1, kTF21 PSDAB开关频率fs/kHz5 电容Co_ps1, Co_ps2, Co_pr1, Co_sr1, CIN_ps1, CIN_ps2, CIN_pr1, CIN_sr1/mF6.56 1号PSDAB高频变压器漏感Lr1/mH200 2号PSDAB高频变压器漏感Lr2/mH200 1号HyMDAB高频变压器漏感Lr_pr/mH62.5 SRDAB开关频率fres/kHz5 SRDAB损耗电阻/mW100 移相比D10.21 移相比D20.07 输入电压uI_ps/V1 495 输入电压uI_pr/V755 负载电阻RL/W4
图5 HMDCT功率传输曲面
Fig.5 The power transmission surface of the HMDCT
基于如图4所示的HMDCT动态平均值模型，本节主要阐述所建立的动态小信号模型。根据基尔霍夫定律，有
（8）
（9）
式中，Leq1=Leq2=…=Leqi=Leq；Req1=Req2=…=Reqi=Req；电容Co_eq为低压直流侧电容Co_ps、Co_pr和Co_sr之和；电压uI_ps、uI_sr、uI_pr为PSDAB模块、SRDAB模块及备用PSDAB模块各高压侧电容电压之和，可表示为
（10）通过在稳态工作点附近对各变量施加小信号扰动，则存在
（11）
（12）式中，UI_ps、UI_pr、UI_sr、IIN1、IIN2、IIN_sr、Io_ps、Io_pr、Io_sr、Io分别为HMDCT稳态点对应的高、低压侧端口电压及电流；上标带有“
”表示各变量小信号扰动分量。将式（11）、式（12）代入式（8）、式（9），可推导整理为
（13）
（14）此外，根据基尔霍夫电压定律，有
（15）
将式（15）代入式（13），可得
（16）
（17）
式中，a1、a2、a3、b1、b2、c1、c2、g1、g2、h1、h2、m1、m2、x1、x2、y1、y2均为中间变量系数。通过对式（13）～式（17）进行拉普拉斯变换，在复频域中有
（18）
（19）
式中，中间传递函数
、
、
、
及
、
、
、
可分别推导为
（20）
（21）
式中，各间接支路阻抗zeqi（i=1, 2,…, 10）为
（22）其中，各中间变量系数为
（23）
（24）
为验证所建立的HMDCT动态小信号模型的有效性，在Matlab/Simulink中搭建了140kW、DC 2.25kV/DC 750V三单元HMDCT仿真模型，包含两台PSDAB及一台HyMDAB，仿真参数见表1。在小信号扰动下，开关模型和所建立的动态小信号模型输出电压uo及输入电压uI_pr响应比对结果如图6、图7所示。
图6 小信号扰动下输出电压uo响应
Fig.6 The output voltage uo response as a step perturbation incentive is carried
图7 小信号扰动下输入电压uI_pr响应
Fig.7 The input voltage uI_pr response as a step perturbation incentive is carried out
在仿真过程中，小信号扰动激励
、
、
分别为10V、0.005和0.01。根据控制变量法，当对某一变量施加激励时，另外两种激励设置为零。以图6a为例，当高压侧电压uIN在0.3s呈现10V阶跃响应时，控制各PSDAB模块移相比d1和d2均不发生变化，开关模型与所建立的小信号模型输出电压呈现跌落3V后经由200ms升至8V。因此，仿真结果表明，所建立的动态小信号模型和详细开关模型在小信号扰动激励下电压uo及uI_pr基本吻合。
通常高压直流网侧电压uIN扰动相对较小，可忽略不计。结合式（18），若低压直流侧接入负载，且在控制过程中保证HyMDAB内部两类模块传输功率配比不发生变化，即电容电压uI_pr和移相比d2扰动为零，此时低压直流侧输出电压uo扰动将直接与移相比d1及负载电流io有关。当接入负载系统恢复稳定后，此时输出电压uo、负载电流io及移相比d1扰动为零，结合式（19），HyMDAB模块高压侧电容电压uI_pr与移相比d2之间呈负线性变化。
考虑到功率灵活控制及能量双向流动，本文采用了恒压控制方式。对于PSDABs，由于生产工艺存在差别，导致电路元件之间一般存在参数差异。以高频变压器漏感参数为例，一般精度控制在±5%范围以内，根据式（1），若各PSDAB采用同一移相比D1，此时各单元动态平均电流存有差异，致使能量出现不均衡传输。由于高压侧采用串联形式，稳态运行时各模块输入电流均相等，因此在能量传输不均衡时，各模块高压侧电容电压变化各异。文献[21-22]提出通过均衡模块电容电压，可调节各模块内部移相比，进而实现能量传输一致。针对各PSDAB单元，本文引入了电压均衡控制环，且控制环的输出为功率偏差调节移相比dDcomi。此时，各PSDAB单元内部移相比D1i可表示为
（25）图8为所提出的HMDCT控制策略框图。移相比D1i和D2i分别通过传统电压闭环策略进行控制。公共移相比D1通过低压直流侧电压uo单闭环控制得到，移相比D2i通过各HyMDAB高压侧电容电压单闭环控制得到。考虑到各单元移相比变化范围相对较小，为便于设计PI控制环参数，在各控制回路中引入了调理系数K1、K2、K3，其值分别为0.01、0.001、0.01。此外，根据式（19），由于电压
和移相比之间呈负线性变化关系，为仿真控制环路出现正反馈，因此在控制回路中引入“-1”矫正系数。
图8 HMDCT控制策略框图
Fig.8 The block diagram of the HMDCT control strategy
由于负载电流扰动与低压直流侧电压扰动之间呈线性变化关系，即满足
（26）式中，RL为对应负载电阻。将式（26）代入式（18）中，可得输出电压uo扰动和移相比d1扰动之间的传递函数为
（27）
当采用PI控制时，通过绘制系统开环传递函数的伯德图，可分析控制系统稳定性[23]。根据式（18）、式（19）和式（27），可推导采用传统电压闭环控制策略时系统开环传递函数Gc1(s)和Gc2(s)分别为
（28）
图9所示为开环传递函数Gc1(s)和Gc2(s)伯德图。在本文实验中，Kp1=50, Ki1=2 000和Kp2=20, Ki2=1 000。对于开环传递函数Gc1(s)，穿越频率为195Hz，对应的相位裕度为91.1°；对于开环传递函数Gc2(s)，穿越频率为274Hz，对应的相位裕度为59.3°。控制系统在低频区具有良好的稳定性。
图9 开环传递函数Gc1(s)和Gc2(s)伯德图
Fig.9 The Bode of the open-loop transfer fuction Gc1(s) and Gc2(s)
在单台HyMDAB中，由于SRDAB与备用PSDAB模块采用并联方式进行连接，从式（3）中可看出，若低压直流侧电压控制在给定参考值，通过控制高压侧电容电压uIN_pri(uIi_sr)即可控制SRDAB中平均电流，进而实现SRDAB传输功率。另外，通过改变SRDAB传输功率，与之并联的备用PSDAB模块传输功率将会相应发生改变。假设SRDAB的传输功率为PTSR，则电压参考值uIN_pri_ref可推导为
（29）式中，等效损耗电阻Reqi通过式（2）进行计算。对于SRDAB，线路损耗电阻Rloss主要由器件导通电阻Ron_IGBT、Ron_diode及高频变压器内阻RT构成，且相互之间满足
（30）
式中，下标带有“H”、“L”代表开关器件高、低压侧。器件导通电阻Ron_IGBT和Ron_diode可根据数据手册离线查表得到。变压器内阻RT可通过RLC数字电桥进行测量。
对于备用PSDAB单元，由于电压传输比vio（uIN_pri/(kTF2uo)）会对ZVS运行产生影响；同时，电压传输比vio将会跟随SRDAB和备用PSDAB功率传输配比发生改变。考虑到在运行过程中，SRDAB软开关范围较宽，与备用PSDAB相比，应承担较多传输功率。但是，可满足备用PSDAB模块ZVS软开关运行条件限制了SRDAB传输功率限制。在考虑SRDAB与PSDAB运行特性的基础上，推导得出了电压传输比vio需满足
（31）因此，SRDAB所传输功率PTSR范围需满足
（32）
式中，Prat为HMDCT额定传输功率。以上为正常运行工况下，HMDCT控制策略，当SRDAB发生过电压、过电流及过温等内部故障时，只需闭锁故障SRDAB模块高、低压侧变换器，此时与其并联的备用PSDAB将会承受故障HyMDAB全部功率。假设SRDAB故障模块数量为M，当故障处理结束时，HMDCT内部PSDABs和HyMDABs模块数量将会更改为
（33）当两类模块配比更新完毕后，重新依据图8所示策略框图对HMDCT进行控制。综上所述，在图8所示混合模块型直流变压器控制框图中，正常运行时，通过控制低压直流侧电压uo可实现各PSDAB模块传输功率调节，均衡各模块该电压侧电容电压即实现参数差异下传输功率。对于HyMDAB模块，通过调节各模块高压侧电容电压即实现模块内部功率分配，避免SRDAB模块内部出现高电流应力。当SRDAB模块出现故障时，闭锁变换器开关器件，另外动态调节直流变压器内部PSDAB模块与HyMDAB模块数量，保证系统正常运行。
为验证所提出的冗余设计方式及控制策略的有效性，搭建了如图10所示的三单元HMDCT实验平台，其中3号PSDAB与1号SRDAB输入输出并联构成单台HyMDAB模块，每个H桥变换器由Infineon F475R06W1E3 module构成，驱动信号可通过控制系统与各功率单元之间的光纤进行传输，实验主电路参数见表2，PSDABs内部变换器开关频率为5kHz。
图10 HMDCT实验样机照片
Fig.10 Photo of the HMDCT laboratory protype
图11～图13为能量正常传输时HMDCT测试结果。在图11中，负载功率从2.3kW阶跃至2.5kW。输出电压uo和HyMDAB高压侧电压uI1_pr参考值设置为50V和56V。显然，即使负载功率发生突变，输出电压仍被控制在50V。同时，高压侧电压uI1_pr几乎不存在波动。1号SRDAB内部正弦高频电流幅值维持在22A。计算可得SRDAB的传输功率为700W。此外，当负载功率增加时，1号和3号PSDAB模块内部高频电流幅值将会呈现正向线性变化。
表2 HMDCT实验主要参数
Tab.2 Main experimental parameters of the HMDCT
参 数数 值 高压侧电压uIN/V150 低压直流侧电压uo/V50 高频变压器电压比kTF11 高频变压器电压比kTF21 1号PSDAB电容Co_ps1/mF6.56 2号PSDAB电容Co_ps2/mF6.56 3号PSDAB电容Co_pr1/mF6.56 1号SRDAB电容Co_sr1/mF6.56 1号PSDAB电容CIN_ps1/mF6.56 2号PSDAB电容CIN_ps2/mF6.56 3号PSDAB电容CIN_pr1/mF6.56 1号SRDAB电容CIN_sr1/mF6.56 1号PSDAB高频变压器漏感/mH58.8 2号PSDAB高频变压器漏感/mH57.7 3号PSDAB高频变压器漏感/mH61.5 1号SRDAB高频变压器漏感/mH62.5 1号SRDAB谐振电容Cr1, Cr2/mF30 1号SRDAB高频变压器损耗电阻/mW50.25
图11 1号PSDAB及1号HyMDAB负载突变正向测试结果
Fig.11 The positive load step experimental results of #1 PSDAB and #1 HyMDAB
图12 1号PSDAB及1号HyMDAB恒定负载正向测试结果
Fig.12 The constant load experimental results of #1 PSDAB and #1 HyMDAB
图13 1号PSDAB及1号HyMDAB稳态正向测试结果
Fig.13 The steady experimental results of #1 PSDAB and #1 HyMDAB
图12中，输出电压和负载功率始终保持在50V和2.5kW，控制MDAB高压侧电压uI1_pr参考值由53V变为56V。从图12a中可以看出，此时1号PSDAB传输功率不发生改变，其内部高频电流幅值始终维持在35A。但是，对于HyMDAB，当电压uI1_pr发生改变时，其内部备用PSDAB及SRDAB传输功率配比发生改变。由于SRDAB传输功率较小时，根据电导调制效应，此时SRDAB等效内阻相对较大，导致其内部几乎不存在电流。HyMDAB传输功率均由备用PSDAB进行承担。当电压uI1_pr控制到56V时，HyMDAB主要传输功率均由1号SRDAB进行承担。相对地，从图12中可以看出，此时备用PSDAB模块内部电流幅值降低至10A。
图13所示为当低压直流侧电压uo控制在50V，电压uI1_pr控制在56V，负载功率为2.5kW时测试结果。在图13a、图13b中，当PSDAB模块内部器件开通时，高频变压器电流将会从其反并联二极管进行续流，即实现ZVS。对于SRDAB，当H桥输出方波电压极性相反时，此时对应的正弦高频电流为零，即实现ZCS。
图14～图16为能量反向流动时HMDCT测试结果。在图14中，负载功率由-2kW阶跃至-2.2kW。低压直流侧电压uo和HyMDAB高压侧电压uI1_pr参考值设置为50V和46V。从图中可以看出，SRDAB内部正弦高频电流幅值为15A，计算可得SRDAB所传输功率为440W。当负载增加后，1号和3号PSDAB模块内部高频电流幅值相应增加。
图15中，低压直流侧电压控制在50V，负载功率为-2.2kW，电压uI1_pr由49V控制为46V。当电压降至46V时，SRDAB内部高频正弦电流幅值由0A升至12A，备用PSDAB模块内部高频正弦电流幅值由18A降至6A，且1号PSDAB模块内部高频正弦电流幅值维持在25A。
图14 1号PSDAB及1号HyMDAB负载突变反向测试结果
Fig.14 The negtive load step experimental results of #1 PSDAB and #1 HyMDAB
图15 1号PSDAB及1号HyMDAB负载突变反向测试结果
Fig.15 The negtive load step experimental results of #1 PSDAB and #1 HyMDAB
图16 1号PSDAB及1号HyMDAB负载突变反向测试结果
Fig.16 The negtive load step experimental results of #1 PSDAB and #1 HyMDAB
图16中，低压直流侧电压uo控制在50V，电压uI1_pr控制在46V，负载功率为-2.2kW。由于传输功率反向，此时1号PSDAB及1号HyMDAB模块内部高频电流反向，且各PSDAB功率单元内部二次侧H桥变换器输出方波电压相位超前一次侧方波电压。
图17为模拟内部SRDAB模块发生故障时，施加HMDCT控制保护策略测试结果。图17中，低压直流侧电压控制为50V，负载功率为1kW，电压uI1_pr控制在54V。在SRDAB未发生故障时，1号、2号PSDAB模块高压侧电压控制在48V附近，如图17a所示，且1号PSDAB、备用PSDAB及SRDAB内部高频电流幅值分别为22A、8A及12A，如图17c所示。当1号 SRDAB发生故障时，通过闭锁内部H桥变换器，其内部高频电流为0，备用PSDAB将承担全部功率，如图17d所示。此时，HMDCT内部仅含有PSDAB功率单元，各模块高压侧电容电压相互均衡，如图17a所示。
图17 SRDAB故障时HMDCT实验结果
Fig.17 The HMDCT experimental results as the module SRDAB is fault
本文针对一种移相-谐振DAB混合型直流变压器，提出相关冗余设计方式及控制策略。通过分析该类混合模块化直流变压器运行特性，建立了单开关周期内动态小信号模型，同时提出了其相关控制策略。在保证恒定直流母线电压的基础上，通过控制备用PSDAB高压侧模块电容电压，可实现内部SRDAB与备用PSDAB模块之间的功率传输配比。当SRDAB发生故障时，备用PSDAB将承担全部传输功率。通过该种热备用冗余设计方式，可有效降低故障处理过程中的电压及电流冲击，同时保证SRDAB模块出现故障时系统稳定运行。
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A Redundant Design and Control Strategy of Hybrid Modular DC Transformer
Abstract This paper proposes a hot standby redundant design and its control strategy for the hybrid phase-shifted and series resonant dual active bridge (PS-SRDAB) type dc transformer (DCT). To improve the reliability of the series resonant dual active bridge (SRDAB) of the DCT, a standby PSDAB power module is connected in parallel with it. In normal operation, the SRDAB and the standby phase-shifted dual active bridge (PSDAB) are operated simultaneously, and the transferred power ratio of the PSDABs and SRDABs is realized by controlling capacitor voltage on the high-voltage side. If the SRDAB has faults such as over-current, over-voltage, over-temperature and so on, the whole power is transferred by the PSDAB after the fault SRDAB is blocked. This paper analyzes the operation principle and characteristics of the hybrid modular DCT (HMDCT), establishes an average dynamic small signal model, and illustrates the operating stability with a traditional voltage closed-loop control strategy. The proposed redundant design method and its control strategy are verified by a experimental prototype.
Keywords：DC transformer, redundant design, hot backup, hybrid phase-shifted and series resonant dual active bridge (PS-SRDAB)
中图分类号：TM41
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.L90128
国家自然科学基金项目（51707184）和中国科学院青年创新促进会（2019144）资助。
收稿日期 2020-06-30
改稿日期 2020-12-05
E-mail: zhanghang215@mail.iee.ac.cn
高范强 男，1968年生，博士，硕士生导师，研究方向为电力电子变压器、大功率电力电子变换器。
E-mail: gaofanqiang@mail.iee.ac.cn（通信作者）
（编辑 陈 诚）