摘要 随着近场磁耦合无线电能传输（WPT）技术的发展，WPT技术凭借其可靠、便捷和安全的应用优势，在各种不利于有线电能传输的场景中变得越来越受欢迎。电磁场既可以作为能量载体也可作为信息媒介，故本质上近场磁耦合链路可同时传输电能与数据（SWPIT），而不需要引入额外的射频通信链路。为提高通信速率并降低能量与信息传输的相互影响，SWPIT系统可基于电力电子器件的通断控制特性对待传信息进行数字调制。该文将回顾近场磁耦合无线电能与信息同步传输技术中数字调制的发展，针对信息调制原理、调制电路实现等问题进行分析归纳，最后总结SWPIT系统常用数字调制方案的优缺点与适用场合。
关键词：无线电能与信息同步传输 数字调制 近场磁通信 无线电能传输
能源与通信学科诞生之初都基于电磁场理论，只是后来侧重点不同（通信注重带宽与距离，能源注重功率与效率）导致二者的发展渐行渐远。电磁波既可作为能量载体也可作为信息媒介，是实现电能与信息同时传输（Simultaneous Wireless Power and Information Transfer, SWPIT）的良好载体。将电能与信息进行融合传输，将是未来的重要发展趋势，而电力电子技术是解决同时传能与通信技术中能量传输效率与数据通信带宽难题的一个有效方案。伴随着功率半导体与数字控制技术的进步，可利用电力电子开关器件通断控制的离散特性实现信息调制[1]，实现能量与信息的同步传输，有望令传能效率与通信速率达到最佳平衡。
SWPIT系统既可基于近场磁耦合或远场射频辐射构建单一能量与信息传输通道，也可同时利用二者构建混合传输通道。各类SWPIT系统的优势与劣势见表1：单独基于远场射频链路的SWPIT（Radio- Frequency, RF-SWPIT）系统以高频电磁波为载体，主要工作在超高频段，能量传输范围可在三个波长范围外（远场区）[2]；单独基于近场磁耦合链路的SWPIT（Magnetic Coupling, MC-SWPIT）系统能量与信息都采用低频载波，主要工作在中低频段，分为感应式与谐振式系统[3-4]，有效能量传输范围在一个波长范围内（近场区）；而近远场混合式SWPIT系统一般采用近场磁耦合传输能量、远场射频进行通信，通过引入额外的射频通信链路解决了磁耦合通信带宽不足与速率低的问题[5-6]，成熟应用方案大都基于工业、科学、医疗频段（Industrial Scientific Medical band, ISM）频段的通信协议。此外，远场射频系统所依赖的高频电磁波在富水环境（如水中、地下和生物组织等有损介质）中会产生路径损耗与传输延时，因为环境中材料的介电常数是时变的且分布不均匀，会导致高频电磁波的传输信道条件发生变化，同时能量也易被环境吸收；相比之下，这些特殊应用场景中近场磁耦合SWPIT系统可靠性更高，即使在非均匀损耗介质中也可忽略信道变化，因为材料的磁导率通常类似[7]。综上可知，近场磁耦合SWPIT系统具有独特的应用优势。
本文将聚焦近场磁耦合能量与信息同时传输MC-SWPIT技术中可用的数字调制方案，首先将回顾其历史与发展，然后着重阐述已有的数字调制方案及其电路实现，最后探究不同系统调制方案的优劣以及适用场合并进行总结。
表1 SWPIT系统分类及其优缺点比较
Tab.1 Summary of advantages and disadvantages of different SWPIT systems
类型频率优势劣势 远场射频(RF-SWPIT)超高频(GHz)传输距离远通信带宽高可多输入多输出传能效率低[2]易被环境吸收有辐射风险 近场磁耦合(MC-SWPIT)中低频(kHz～MHz)传能效率高可大功率传输传输延时低辐射风险小[8]通信带宽低传输距离有限对参数敏感[9] 近远场混合(MCWPT+Bluetooth/WiFi/ ZigBee)中低频+超高频兼顾通信传能技术成熟传输延时高协议复杂增加系统成本与体积
电磁波在能量与信息传输领域扮演着不可或缺的媒介角色，射频通信与无线传能开始逐渐出现交叉。自1888年德国科学家Hertz通过火花实验验证了Maxwell方程组预言的电磁波客观存在后，1893年美国科学家Tesla应用电磁波传输能量[10]，1896年意大利发明家Marconi发明无线电报传输信息，19世纪末的两大发明客观证明了无线通信与无线传能都可基于电磁波这一媒介实现。本节将叙述MC-SWPIT系统的国内外研究现状并进行梳理总结。
基于电磁波令无线电能与信息同时传输始于20世纪60年代对射频标签（Radio Frequency Iden- tification, RFID）的研究，自此拉开了MC-SWPIT技术的研究序幕[7]。20世纪末，MC-SWPIT系统中电能与信息传输常共享同一条磁耦合链路，频移键控（Frequency Shift Keying, FSK）[11]、幅值键控（Amplitude Shift Keying, ASK）[12]、开关键控（On- Off Keying, OOK）[13]等通信领域的单载波数字调制方案被引入系统，以提高信息传输的稳定性。早期的共享链路系统只能实现下行通信，1995年Tang Zhengnian等基于磁耦合链路阻抗反射性质提出了负载键控（Load Shift Keying, LSK）概念用以实现上行通信[14]，LSK调制与解调的电路实现方案都较为简单，故直到现在都应用较多。1996年日本学者构建了载波注入式系统，将高频数据载波利用变压器注入低频能量载波中实现了双向通信，即载波注入式系统的雏形[15]。为降低通信对传能的影响，2017年A. Trigui等提出了载波宽度调制（Carrier Width Modulation, CWM）以用于植入式医疗器件，该方案数据传输受线圈耦合系数影响较小、解调电路实现简单且功耗较低[16]。
基于共享磁耦合链路的信道带宽有限，故采用单载波调制的MC-SWPIT系统通信速率较慢，提升通信速率的主要方法是改进调制方案和采用分离链路系统。2019年M. Trautmann等采用多个低于电能载波频率的子载波并行传输信息，基于正交频分复用（Orthogonal Frequency-Division Multiplex, OFDM）实现了多载波调制，子载波采用正交幅度调制（Quadrature Amplitude Modulation, QAM），利用有限带宽提升了SWPIT系统的通信速率[17]。分离式链路系统由日本学者于1993年提出，电能与信息采用不同物理通道独立传输[18]。进入21世纪后，学者们针对分离链路系统优化了其线圈设计与空间布局以抑制交叉耦合的影响[19]，同时为提升通信速率并降低功耗提出了脉冲谐波调制（Pulse Harmonic Modulation, PHM）[20]与脉冲延迟调制（Pulse Delay Modulation, PDM）[21]等无载波调制法。
国内研究MC-SWPIT技术的机构较多，在拓扑构造、系统控制、参数设计等方面取得了众多成果。南京理工大学最早开始此类研究，将MC-SWPIT技术用于火控引信系统[22]。目前国内学者主要研究两类共享链路系统：能量调制型与载波注入型。能量调制型系统通过能量载波调制信息，故通信会影响传能效率，适用于中小功率应用。中国矿业大学学者主要研究基于直接能量调制的共享链路系统，在变负载调制[9]、软开关实现[23]、谐波通信[24]方面研究较多。武汉大学学者主要优化了数字调制方案与电路实现[25-26]。2017年南京邮电大学学者提出了基于非正弦载波的系统，利用三角载波的基波传输能量、3次谐波传输信息，可降低通信对传能效率的影响[27-28]；此外还研究了磁耦合链路的信道带宽[29]。
载波注入式MC-SWPIT系统在国内研究较多，因为电能传输与数据通信在频域被分离，故载波间串扰较小，适合中大功率传输。浙江大学研究团队致力于降低MC-SWPIT系统中传能与通信的相互影响以及减小载波注入/提取电路的体积，2014年引入频分复用（Frequency-Division Multiplex, FDM）并基于载波注入式系统实现了半双工通信[30]；2019年在此基础上设计了电动汽车充电系统，并使用正交相移键控（Quadrature Phase Shift Keying, QPSK）实现了全双工通信，同时使用铁氧体互感器代替紧耦合变压器进行载波注入与提取，减小了电路体 积[31]。重庆大学研究团队主要研究基于共享感应链路的系统，在载波注入式系统的电路拓扑与参数设计[32-34]、信噪比优化[35]、传输速率提升[36]以及实际应用[37]等研究较多，同时在2015年引入时分复用（Time-Division Multiplex, TDM）[38]。哈尔滨工业大学的研究团队在MC-SWPIT系统的补偿网络设计[39-40]、通信速率与信噪比优化[41]、双工通信实 现[42]等方面研究较多，其成果主要应用于基于感应链路的载波注入式系统，进一步提高了系统的通信可靠性[41-42]。而为解决谐振式MC-SWPIT系统中线圈Q值过高导致通信带宽不足的问题，中国科学院电工技术研究所学者将单线圈双谐振结构加入载波注入式系统，提升了系统的有效通信距离与速率[43-44]。
20世纪末国外对MC-SWPIT的研究主要集中于植入式医疗器件等小功率应用领域，而后逐渐运用于电池充电系统。常见的单载波数字调制方案已经被成功应用于MC-SWPIT系统，而电路拓扑实现方案包括共享链路与分离链路系统。进入21世纪初，科学家为提高SWPIT系统的数据传输速率与能量传输效率，降低能量与数据载波间的相互影响，主要从改进数据调制方法、优化拓扑结构、改善线圈设计三个方向来提升系统性能。国内无线电能与信息同步传输技术的研究起步于21世纪初，主要关注中大功率应用，尤其对载波注入式MC-SWPIT系统的改进与应用做出了重要贡献，提升了系统的传能效率与通信速率。
经过三十多年的发展，随着功率半导体器件与数字控制技术的成熟，MC-SWPIT技术已发展出众多不同的拓扑结构与数据调制方式。MC-SPWIT系统的电能传输功率可从植入式医疗芯片的mW级至电动汽车充电设施的kW级，数据通信速率可从数kbit/s至数Mbit/s，具有广泛的应用前景。
现代通信系统为提升信息传输的可靠性，会采用数字调制对信息进行处理。数字调制即是将二进制数字序列映射成一组相应的信号波形，这些信号波形的差别主要在于幅值、相位、频率，或是两个或多个参数的组合，最终用载波信号不同的特征代表二进制数据流并在物理信道上传输[45]。
MC-SWPIT系统同样引入数字调制对信息流进行处理，数字调制方式的分类如图1所示。根据数字调制采取的载波媒介特性可将其归纳为以下三种：①单载波调制：信息基于单个载波进行调制，利用载波的幅值、频率、相位、宽度等区分bit 0和bit 1；②多载波调制：信息基于多个载波进行调制然后并行传输，使用频分复用将信道带宽划分给多个子载波以避免符号间串扰，子载波的调制方式与单载波调制相同；或者采用时分复用，令信息载波与能量载波分时传输；③脉冲式调制：利用脉冲的相关特征（谐波特性或者时间延迟）进行数据调制。本节将详细介绍数字调制的数学原理及其衍生改进方式。
图1 数字调制方式的分类
Fig.1 Summary of digital modulation schemes
幅值调制类方案原理如图2所示。单载波调制使用正弦信号作为信息载体，设载波数学表达式为
（1）
式中，A为幅值；fc为频率；
为相位。若分别改变载波信号的幅值、频率、相位中的一个参数，即可实现ASK、FSK、PSK；若同时改变两个参数，如幅值和相位，即为QAM。下面将介绍各载波式数字调制的具体原理。
2.1.1 幅移键控（ASK）
幅移键控的信号波形可以表示为
（2）
式中，
，Am（1≤m≤M）为第m个载波幅度，MC-SWPIT系统应用最为广泛的为二进制幅值键控（Binary ASK, BASK）调制，M=2。BASK的数字调制过程如图2b所示，采用高低两个幅值来代表bit0和bit 1，设载波的最高与最低幅值分别为AH与AL，即有
图2 幅值调制类方案原理
Fig.2 Principle of amplitude modulation schemes
（3）
BASK调制的抗干扰能力由载波幅值的大小差异决定，可定义BASK的调制深度为
（4）
调制深度mASK决定了BASK的抗干扰能力，mASK越大，载波幅值差异越大，解调时越易从中恢复信息，抗干扰能力越强；mASK越小，载波幅值差异越小，抗干扰能力越弱，解调时信号易受噪声影响可能难以从中恢复信息。ASK常采用非相干解调，其调制与解调实现较简单，故使用较多，但当ASK调制用于基于能量载波的传输信息的系统时，会影响电能传输功率与效率，同时普通ASK的抗干扰能力较弱，为此可使用衍生的改进幅值类调制。
为提升ASK调制的抗干扰能力可使用如图2c所示OOK调制[13]提升调制深度；OOK用于直接能量调制型系统时，由于传输bit 0时完全无功率传输，故对电能传输影响较大，适用于载波注入式以及分离链路系统。循环开关键控（Cyclic On-Off Keying, COOK）可改善OOK对电能传输的影响，只在电感电流过零点时进行开关切换，不影响电路谐振状态。为抑制OOK的使用对电能传输的影响，可采取的改进方式包括CWM（见图2d），改变单个调制周期内载波的占空比[16]、PWM-ASK（改变高低幅值载波占空比）[46]、脉冲位置调制ASK（Pulse Position Modulation ASK, PPM-ASK）改变高低幅值载波位置[47]。为提高载波利用率与通信速率，可进一步采用多进制调制，如图2e所示的四进制载波宽度调制（Quad-level CWM, QCWM）[48]；还可采用差分ASK（Differential ASK, DASK）抑制电路暂态响应，利用载波前后的相对幅值差的变化调制信息[25]。
2.1.2 频移键控（FSK）
频移键控的信号波形可以表示为
（5）
式中，Df为频率偏移基数；m（i≤m≤M）为频率偏移数量。可用不同频率的载波表示bit 0和bit 1。MC-SWPIT系统常使用BFSK（M=2），即采用2个不同频率的载波来代表bit 0和bit 1，设高频率为fH，低频率为fL，则有
（6）
频率调制类方案原理如图3所示。
图3 频率调制类方案原理
Fig.3 Principle of frequency modulation schemes
BFSK的抗干扰能力与高低载波频率差异有关，可定义BFSK的调制深度为
（7）
调制深度mFSK决定了BFSK的抗干扰能力，mFSK越大，载波频率差异越大，抗干扰能力越强；反之，亦然。FSK采用非相干解调即可达到极低的误码率，解调实现较简单，但FSK会影响电路的谐振状态。
2.1.3 相移键控（PSK）
对于相移键控而言，利用载波相位的不同进行数据调制，载波表达式可以写成
（8）
式中，2p(m-1)/M=qm，i≤m≤M，M为不同的相位数。MC-SWPIT系统中常用的是BPSK（M=2）。BPSK采用2个不同的相位来代表bit 0和bit 1，相位调制类方案原理如图4所示，一般采用0和p 相位，其数学表达式为
（9）
图4 相位调制类方案原理
Fig.4 Principle of phase modulation schemes
BPSK可能出现“倒p”现象导致相位模糊，为此可采用如图4c所示的差分相移键控（Differential Phase Shift Keying, DPSK）调制。DPSK以前一周期的载波相位作为参考，使用载波的前后相位差来进行数据调制，若相位差变化则为bit 0，不变则为bit 1，其数学表达式为
（10）
为提高载波利用率，可进一步采用多个不同相位或相位差的载波进行多进制调制，同时传递多个数据位以提高通信速率，如四进制相移键控（Quaternary PSK, QPSK）（M=4）及其改进方式偏置QPSK（Offset QPSK, OQPSK）[49]、差分QPSK（Differential QPSK, DQPSK）[31]。PSK调制一般采用相干解调，需要同步参考波，故PSK解调实现较为复杂；DPSK则可采用非相干解调；PSK载波利用率较高，可有效利用磁耦合信道带宽。
2.1.4 正交幅值调制（QAM）
正交幅度调制同时对两个正交载波进行幅度调制，也可以看作同时对一个载波的幅值和相位进行调制以代表不同的二进制流。QAM对应的信号载波数学表达式为
（11）
式中，Amp与Amq分别为对应的两个正交载波的幅值；Am为等效合成正弦载波的幅值；qm为等效载波的相位。具有M1个不同幅值的载波与M2个不同相位的载波相结合，共有M=M1M2种可能，称为多进制正交幅值调制（M-QAM）。PSK与ASK调制，可以看作是QAM的一种最简单的形式。严格意义上的QAM调制M至少为4，4-QAM方案原理如图5所示，可同时传输两位数据，其形成的载波无固定的包络波形，相位不连续，一般采用相干解调。QAM易实现多进制调制，载波利用率极高。
图5 4-QAM方案原理
Fig.5 Principle of 4-QAM schemes
为利用同一个信道传输不同的信号载波实现信道复用，同时降低信号间的符号串扰，可在频域内对信号传输通道进行频段划分，即频分复用（Frequency- Division Multiplex, FDM）；也可在时域对信号传输时间段进行时域划分，即时分复用（Time-Division Multiplex, TDM）。
2.2.1 频分复用（FDM）
MC-SWPIT系统可采用FDM对磁耦合信道的频域带宽进行划分，从而实现信道复用来同时传输电能与信息。FDM原理如图6所示，FDM利用低频段（kHz级）进行电能传输，高频段（MHz级）进行信息传输。其中电能载波频率为fp，而信息既可采取频率为fm的单载波实现半双工通信，也可采取频率相差不大的双载波fm1与fm2实现全双工通信。为最大程度利用磁耦合信道的有限带宽提升通信速率，可将高频信道带宽划分为若干个子信道，采用多个子载波同时对数据进行调制并行传输，此即为多载波调制[45]。目前MC-SWPIT系统主要采用的多载波调制方式基于正交频分复用（OFDM）。
图6 FDM原理
Fig.6 Principle of FDM
低频电能载波与高频信息载波在频域内相互独立且满足正交性，故在共用磁耦合链路传输时相互串扰较小。设W为磁耦合信道总带宽，N为子信道数量，则子信道分到的带宽为
（12）
设各子载波的数学表达式为
（13）
式中，fk为第k个子载波的中心频率。由于各子信道载波频率不同，相邻子载波频率相差Df，故满足
（14）
式中，T为符号周期，fk- fj=n/T，由此可见各子载波在频域内互不相关且满足正交性。
MC-SWPIT系统可采用FDM技术实现基于共享链路的双工通信。每个子载波一般采用相同调制方式，以保证并行传输时符号速率是一致的，可用的调制方式包括所有的单载波调制方式。FDM可提供较高的通信速率同时不影响电能传输，抗干扰能力较强；但FDM一般需要使用高频变压器将高频信息载波注入低频电能载波或从中提取信息，导致通信电路体积较大，不利于系统小型化与集成化。
2.2.2 时分复用（TDM）
MC-SWPIT系统使用TDM的主要目的是令能量载波与信息载波在不同时段分开传输，但共用耦合线圈并利用开关进行功能切换，主要用于共享链路系统。为保证能量传输的稳定性，信息传输时间tm不能过长，大部分时间用于传输能量。但由于信息载波单独传输可实现较高的符号比率；为减小传输能量与信息切换时的暂态响应，功能切换时刻一般选择感应电流为0[38]。TDM也可用于实现通信时采用不同的数字调制方式，以达到按需选择通信速率的目的[37]。
图7 时分复用原理
Fig.7 Principle of TDM
脉冲式调制基于特定脉冲序列，可利用脉冲的相位、幅值等特征完成数字调制。脉冲式调制因为不需要载波，故又称无载波式调制，其优势在于通信速率高且功耗低；但脉冲式调制对信道带宽要求较高，一般需要单独的物理链路进行数据传输，故常用于分离式链路SWPIT系统。目前已有的脉冲式调制方法主要有脉冲延时调制（Pulse Delay Modulation, PDM）、脉冲谐波调制（Pulse Harmonic Modulation, PHM），都应用于植入式医学设备，数据调制与解调芯片集成度较高。
2.3.1 脉冲延时调制（PDM）
PDM利用精确控制时间延迟的窄脉冲序列进行数据调制，接收侧进行数据解调时需要同步时钟作为脉冲相位偏移延时的参考[21]。PDM需要同时采用两个磁耦合链路分别用来同步传输信息与电能，PDM与解调原理如图8所示，信息发射系统在一个时钟周期内定时发送正负脉冲代表bit 1，若不发送脉冲则代表bit 0，其中时钟周期tp决定通信速率，脉冲相位延迟时间为td，正负脉冲发送相差时间为tp/2。信息接收系统则利用电能载波恢复时钟信号作为相位参考波，并检测信息波形的相位偏移时间，若信号载波与电能载波恢复的参考时钟存在相位偏差则为bit 1，否则为bit 0。PDM需采用相干解调，通信误码率严格依赖于时序。
图8 PDM与解调原理
Fig.8 Principle of PDM scheme
2.3.2 脉冲谐波调制（PHM）
PHM调制原理如图9所示，使用具有特定时间延迟和振幅的脉冲序列进行数据调制，基于开关键控抑制符号间干扰。信息发射系统发射的窄脉冲包含初始化脉冲与抑制脉冲，其中初始化脉冲幅值大于抑制脉冲，脉冲经磁耦合链路传输后，会在信息接收侧电路引发衰减振荡。发射系统若发射窄脉冲则代表bit 1，不发送代表bit0；接收侧系统则通过检测是否激发了脉冲衰减振荡来还原信息[20]。PHM可采用非相干解调，对线圈的Q值无限制。
图9 PHM调制原理
Fig.9 Principle of PHM scheme
各数字调制电路实现分类如图10所示，根据是否需要建立载波分为主动与被动通信两类。假设MC-SWPIT系统中信息传输由发射→接收侧为下行链路，由接收→发射侧为上行链路。下行链路一般采取主动通信的方式，即由发射侧电路主动建立载波发起通信；上行链路常采用被动通信方式，即被动利用已有的载波进行通信。主动通信电路的实现较为简单且方式多种多样，包括利用功率变换器进行调频、调幅、调相或者通断控制，或者改变补偿网络；而被动通信电路一般利用负载键控（Load Shift Keying, LSK）实现。本节将介绍载波与脉冲调制的实现电路、控制原理并比较其性能优劣。
图10 调制电路分类
Fig.10 Summary of digital modulation circuits
3.1.1 幅值调制电路
ASK既可用于下行链路也可用于上行链路，电路实现详见表2。下行链路使用ASK常基于主动通信电路，为使接收电路能检测到载波幅值的变化，可在发射侧电路逆变器前添加Buck/Boost等DC- DC变换器，改变输入直流电压的幅值[50]；或者添加额外的通信调制电容并通过通断控制使系统偏离电路的谐振点，改变接收线圈的感应电压[51]；利用移相全桥等拓扑直接改变逆变器输出电压[25]。
表2 ASK及其衍生调制方式实现电路
Tab.2 Circuit implementation of ASK and its varieties
类型下行链路上行链路 添加变换器改变直流电压幅值改变等效反射阻抗 改变谐振网络开关调节谐振电容开关改变谐振电容 其他改变逆变器输出电压开关改变负载阻抗
上行链路使用ASK常基于被动通信电路，通常基于LSK电路[14]。可用双向开关控制接收侧通信电容Cm的通断改变谐振状态，进而改变载波幅值[52]；或控制调制电阻Rm的通断来改变等效反射阻抗的大小，进而改变发射侧电流的幅值[9]；或使用Boost型半无桥有源整流器或其他DC-DC电路，改变PWM占空比控制等效负载的变化实现ASK，该方法无需使用调制电阻或电容，有效降低了调制电阻的功率损耗或切换谐振电容对系统谐振状态的影响[53]，同时在不通信时还可利用该调制电路进行连续等效阻抗匹配以提高系统的能量传输效率。OOK、CWM等改进型幅值调制方式可在以上调制电路的基础上，通过控制电能载波在一个调制周期内的通断时间实现数据调制。
ASK及其改进衍生调制方式可统称为幅值类调制，在MC-SWPIT系统中使用较多，尤其是上行链路中使用更加普遍。幅值类调制的优势在于电路调制与解调实现较为简单，接收侧可使用包络检测电路等非相干解调方式即可完成解调；但缺点在于载波的幅值易受线圈耦合系数（线圈距离变化）与负载变化的影响，抗干扰能力以及抗偏移能力较弱，在静止不动的应用场合中应用效果较好。根据通信需求与信道情况，可采用CWM、OOK等改进型调制方式降低通信对传能的影响；若需提高ASK的载波利用率与通信速率，可采用DASK或基于多进制调制的QCWM。
3.1.2 频率调制电路
FSK调制实现电路见表3，常基于主动通信电路并应用于下行链路。下行通信FSK的实现方式较多，可通过改变发射端逆变器的开关频率实现，适用的变换器包括E类功率放大器[54]、反激变换器[55]、半桥与全桥式逆变器[56]等，而接收侧电路可通过检测感应电压/电流频率的变化解调信息。FSK基于被动通信电路实现并用于上行通信的方案较少，文献[57]在接收侧的整流电路后加Boost电路进行FSK调制，通过改变开关频率引起发射侧电流的波动频率发生变化，进而使发射侧电路可通过检测电流频率还原信息；同时该Boost电路在不通信时还可使用PWM，改变占空比控制输出电压达到额定值以实现电路复用。
FSK调制时改变载波的频率会导致系统工作频率偏离谐振点，进而影响能量调制型系统中的电能传输质量与效率。为了解决采用FSK调制时带来的传能效率下降的问题，文献[58]利用表3所示的双向开关控制并联谐振电容的通断，在逆变器进行FSK调制时改变谐振网络，使系统始终处于谐振状态。文献[59]则更进一步使用PWM控制谐振电容的等效容值，并且在感应电压为0时进行开关切换，令补偿网络的谐振频率连续可调，减小了感应电压、电流的谐波并使相位连续，可减小LC谐振网络的Q值对通信带宽的影响。而文献[56]在发射、接收侧补偿网络中引入表3所示的双谐振点电路，使系统存在2个谐振频率点，且通过优化参数设计令这两点的电能传输性能相近，降低了FSK对传能的影响。
表3 FSK调制方式实现电路
Tab.3 Circuit implementation of FSK and its varieties
类型电路拓扑 下行链路全桥逆变器调频半桥逆变器调频 E类功率放大器调频Flyback变换器调频 上行链路整流器后添加DC-DC变换器改变电流波动频率整流器前添加双向开关改变电流波动频率 FSK改善电路PWM可调电容双谐振电路
对于MC-SWPIT系统而言，信号的频率由系统决定，在传输过程中是不易失真的，故采用FSK调制可增强通信抗干扰能力；但FSK调制因为载波频率会变化，故需要更高的信道带宽，同时改变系统工作频率会对电能传输的效率与功率产生一定影响，可采取相应的改善电路。FSK可采用相干解调与非相干解调，利用包络检测等非相干解调电路或测频电路即可达到较低的解调误码率。
3.1.3 相位调制电路
PSK既可用于下行链路也可用于上行链路，下行链路使用PSK常基于主动通信实现，而上行链路既可基于主动通信也可基于被动通信。主动通信实现PSK的电路多种多样且与FSK一致，区别在于控制方式不同且对控制实时性与准确性要求更高，实现电路详见表3中的下行链路拓扑。PSK基于主动通信电路时常用于下行链路，需要根据相位精确控制逆变器开关的通断时刻，进而改变系统电压的相位。为使载波相位连续，可在发射侧线圈电压/电流过零点时进行开关切换。文献[24]利用全桥逆变器进行移相控制实现了BPSK，传能与通信过程干扰较小。为降低由PSK引起的效率下降，提出调频相移键控（Frequency-Modulated Phase Shift Keying, FM-PSK），该法使用非常浅的相位调制深度来减小通信对功率载波的干扰[60]。文献[59]则利用频率偏移实现了QPSK调制，有效提升了载波利用率，并使用PWM可调电容实现相位连续，频率偏移持续周期与相角移动满足
（15）
式中，fNOM为系统正常工作频率；fPSK为PSK调制时偏移频率；N为频移持续的周期数。
基于被动通信电路实现上行PSK通信时，又称被动相移键控（Passive Phase Shift Keying, PPSK），实现电路详见表4。传统的PPSK需要在接收侧电路的谐振网络中并联一个可控开关，在接收侧线圈电压/电流过零点时切换开关以短路谐振网络，使接收侧电压/电流相位突变，最终引起发射侧电流相位发生变化完成数据传输[61]。文献[62]通过投切接收侧的调制电容，改变系统的功率因数令发射侧电路电压与电流产生相位差，利用相位差的大小实现了PPSK调制。除此之外，文献[26]利用半无桥有源整流器构建了一种新的PPSK实现方式，即双模差分PSK（Dual-mode Differential PSK, DDPSK），该方法利用整流器开通相位的不同使等效负载在容性与感性间变化，即利用负载阻抗角进行调制，提高了载波与信道带宽利用率。PPSK的电路实现与LSK较为相似，调制持续时间较短对电路暂态影响较小；但需要精确控制开关时刻以及调制持续时间。
表4 PPSK被动通信调制电路
Tab.4 Circuit implementation of PPSK
类型短路谐振网络型半无桥有源整流器型 接收侧调制电路双向开关短路网络改变负载阻抗性质
对于MC-SWPIT系统而言，PSK调制优势在于载波利用率较高，通信速率较快，抗干扰能力较强；但PSK解调电路的实现则较困难，而BPSK需要同步载波进行相干解调，但DPSK可采用非相干解调法解调；QPSK等多进制调制可利用有限带宽进一步提升载波利用率与通信速率。
3.1.4 正交幅值调制电路
QAM只能由主动通信电路实现，既可用于上行链路也可用于下行链路。目前由于QAM调制与解调较为复杂故使用较少，文献[63]使用移相全桥实现了QAM，电路详见表3全桥逆变器调频全桥逆变器调频电路。文献[17]基于OFDM实现了基于M-QAM的多进制调制，利用有限磁耦合带宽提升了通信速率，但未给出调制电路拓扑。QAM可有效提高信道带宽利用率，它同时利用的载波的两个特征进行调制，同时抗干扰能力较强，但需采用相干解调。使用QAM调制可在有限信道带宽内实现高速通信。
脉冲式调制目前常见的只有PDM与PHM，只能采用主动通信电路，常用于植入式医疗芯片。脉冲调制通信速率远高于载波式调制且通信功耗极小，其波形发生器可由变增益的运算放大器电路构成，同时可直接集成于CMOS芯片中[20-21]。对于MC-SWPIT系统而言，PDM可用于感应式链路系统，采用多线圈构成双通道链路，利用功率载波传输恢复时钟信号。PDM优势在于功耗小，抗干扰能力强且通信速率高达数Mbit/s，不影响能量传输效率；但数据解调需要同步时钟信号，即需采用相干解调，故对通信时序与控制精度要求严格。PHM同样可实现高速低功耗通信，但可采用非相干解调，对线圈的品质因数（Quality Factor, QF）Q无要求。
尽管研究者针对MC-SWPIT系统提出了诸多数字调制及其电路实现方案，但各种方案皆有其优缺点，并且面临许多问题。本节将比较归纳已有方案的优缺点及其适用场景，再总结该技术面临的挑战，最后展望其发展方向。
目前在MC-SWPIT系统中，单载波调制因其实现方式简单，在各类系统中均有应用；而多载波调制应用与研究较少，而脉冲调制应用范围有限。不同载波性质的调制方案及其适用情况见表5，其中单载波调制的不同方案优劣详见表6。不同调制方案所需的调制电路复杂度、信息发射功率、信道条件各不相同，各有其优劣与适用场景。在实际工程设计中需要根据传输距离、通信速率、传输功率与效率以及信噪比（Signal-to-Noise Ratio, SNR）等要求选择不同的调制方案，以兼顾传能效率与通信带宽。
表5 各类型调制方案适用情形及其优势与劣势
Tab.5 Summary of digital modulation schemes
性质适用系统优势劣势 单载波调制能量调制型共享链路系统分离链路系统相对简单适用范围广通信速率有限不适合大功率能量调制型系统 多载波调制载波注入型共享链路系统分离链路系统通信速率高可适用于大功率应用调制与解调电路简单，适用电路有限 脉冲调制分离链路系统通信速率极高功耗低可高度集成适用场景有限仅适合小功率
表6 单载波调制方案优势与劣势比较
Tab.6 Comparision of single-cariier modulation
类型调制电路解调要求优势劣势 幅值调制主动/被动通信皆较多非相干解调调制与解调电路简单抗干扰能力弱 频率调制主动通信使用较多，被动通信较少非相干解调误码率低解调简单影响谐振状态 相位调制主动通信使用较多，被动通信较少 相干解调，DPSK除外误码率低载波利用率高调制与解调实现复杂 正交幅值调制主动通信相干解调多进制传输载波利用率高解调与调制实现复杂
尽管目前关于MC-SWPIT技术的研究已经吸引了众多学者的目光，同时为提升系统性能，专家学者已提出许多不同的方案，但其应用潜力仍有待进一步挖掘。已有的成功商业应用案例包括手机无线充电Qi标准[64]、RFID与NFC技术[65]，在植入式医疗领域也已取得广泛应用[66]。综合来看，限制MC-SWPIT技术进一步获得广泛应用的原因，主要有以下技术性能问题亟待解决：
1）传能效率与通信带宽的矛盾
对于本文的MC-SWPIT系统而言，其物理信道为磁耦合链路，而传能与通信对信道带宽的要求截然不同。MC-SWPIT系统电能与信息传输带宽要求如图11所示，设电能载波频率为fr，信息载波频率fc范围为fmin～fmax，MC-SWPIT系统在进行电能传输的过程中，能量在理想状态下应集中于单个频率（带宽为0），其电路表现即为系统处于谐振状态时传能效率最高，能量分布频率过于分散会降低传输效率；但对于信息传输而言，信息需要分布在一定带宽的频率范围内，带宽过低会降低通信速率[29]。故从这一角度看，传能与通信对磁耦合链路的信道带宽要求是相互矛盾的，这限制了MC-SWPIT系统的数据传输速度，与射频通信速率相比尚有待提升。
图11 MC-SWPIT系统电能与信息传输带宽要求
Fig.11 Different bandwidth requirements for power and information transfer in MC-SWPIT system
2）传输范围与效率的矛盾
MC-SWPIT技术目前只能在近距离范围内（近场）实现能量的高效传输，同时对线圈的位置摆放有较高要求。远距离传输或发生线圈偏移会降低功率与效率，对于一些鲁棒性差的调制方式（如幅值类调制）会导致误码率提升，影响通信的可靠性。因此，有效传输范围受限是阻碍MC-SWPIT技术发展的最大障碍，这也是磁耦合技术共同面临的难题，目前只能在短距离传输场景中应用。
3）负载数量与通信的矛盾
尽管目前近场磁耦合WPT技术能够实现多负载无线供电，但针对多负载磁耦合通信技术的研究较少。目前的MC-SWPIT技术大都针对单输入单输出（Single Input Single Output, SISO）系统，文献[67]仅仅基于中继线圈电路实现了多目标输出与通信。因此如何像RF-SWPIT一样实现多输入多输出（Multiple Input Multiple Output, MIMO）系统的通信与传能仍是难题。
为解决MC-SWPIT系统所面临的挑战，尽可能基于有限带宽的磁耦合链路实现高速通信与传能，可基于数字调制原理从以下方面对系统进行优化：
1）优化磁耦合链路
根据Shannon信息论，磁耦合链路构成的信道容量可以表示[45]为
（16）
式中，BW（band width）为磁耦合信道带宽（Hz）；Ps为信号平均功率（W）；Pn为噪声功率（W）。因此，提升信道容量可从增大信道带宽、增大信号功率与抑制噪声功率三方面入手。其中MC-SWPIT系统的信道带宽BW与线圈的Q值密切相关，线圈Q值过高时电路暂态响应时间很长，导致通信载波变化很慢。当电路处于谐振状态时带宽BW[16]满足
（17）
式中，fc为信号载波中心频率。而线圈品质因数Q决定了电能传输效率，线圈Q值越高传输效率越高，但线圈Q值越高意味着信道带宽越低。因此MC- SWPIT系统必须设计好线圈Q值与信号载波频率fc，兼顾能量转化效率与通信带宽。此外，MC- SWPIT系统的通信带宽可进一步细分为调制带宽、信道带宽和解调带宽三种带宽，为降低通信与传能的影响，应尽量降低对信道带宽的要求，同时由于谐波的影响使信道带宽与解调带宽可以实现解耦设计，系统仅需满足解调带宽即可完成通信[29]。
2）创新调制与解调方案
目前基于载波式调制方案构成的中大功率MC- SWPIT系统的通信速率常见的为几十至数百kbit/s，而基于脉冲调制的小功率系统速率可达数Mbit/s。究其原因一方面是受电路暂态响应的影响；另一方面则是受信噪比与开关管开关速率的影响。为此，可进一步优化调制方案的电路暂态响应，如采用差分DASK等新调制方案提高载波利用率；或可采用诸如M-QAM等多进制调制以及多载波OFDM并行传输数据，提高字符传输速率；还可采用氮化镓（GaN）等高速开关器件从根本上提高载波频率。
本文回顾了近场磁耦合无线电能与信息同步传输MC-SWPIT技术中相关数字调制技术的发展，按照通信载波性质以及调制特征的不同对其进行了划分与梳理。MC-SWPIT系统中可用的数字调制方案的实现难易度、数据速率约束和传输功耗各不相同，其中ASK、FSK和PSK是最常用的调制方案，电路调制与解调难度依次增加，抗干扰能力与载波利用率也依次提升；改进型数字调制方案包括基于无载波的脉冲调制技术PHM与PDM以及有载波调制技术CWM、COOK、DASK等，可以进一步提高通信速率并降低信息传输对电能传输的影响；而基于OFDM的多载波调制可高效利用有限的磁耦合信道带宽实现高速通信。在实际SWPIT系统设计中，主动通信实现电路较多而被动通信电路较少，需要根据应用场景的通信速率与传能功率需求，选择合适的数字调制方案与电路拓扑，以期在通信速率与传能效率间取得最佳平衡。
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An Overview of Simultaneous Wireless Power and Information Transfer Via Near-Field Magnetic Links (Part Ⅰ): Digital Modulation
Abstract With the development of near-field magnetic coupling link, wireless power transmission (WPT) has gained great popularity owing to its characteristics of reliability, convenience and safety. WPT reveals unique technical advantages in special applications that are inconvenient to be supplied by wired power transmission. In essence, the electromagnetic field can be served as the energy carrier as well as the information medium, which means the near-field magnetic coupling WPT can simultaneously transmit power and information (SWPIT) without additional radio frequency links. SWPIT systems apply various digital modulation schemes to improve the telemetry rate and stability, which can reduce the crosstalk between information and power flow. This review has elucidated the development of the digital modulation for near-field magnetic coupling SWPIT systems, including data modulation and circuit implementation, and finally summarized the advantages and disadvantages of different modulation schemes for corresponding applications.
keywords：Simultaneous wireless power and information transfer, digital modulation, near-field magnetic communication, wireless power transfer
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211472
中图分类号：TM724
国家自然科学基金资助项目（51437005）。
收稿日期 2021-09-15
改稿日期 2021-11-05
李建国 男，1997年生，硕士，研究方向为无线电能传输。E-mail: 202020114446@mail.scut.edu.cn
张 波 男，1962年生，博士，教授，博士生导师，研究方向为电力电子与电力传动。E-mail: epbzhang@scut.edu.cn（通信作者）
（编辑 陈 诚）