图1 水下旋转式耦合机构示意图
Fig.1 Schematic diagram of underwater rotary coupler
摘要 现有水下环境的电场耦合式无线电能传输（EC-WPT）系统耦合机构大多采用平板式，无法适用于水下旋转场合无线供电应用场景。针对以上问题，提出一种水下具有旋转耦合机构的EC-WPT系统，给出耦合机构绝缘层相对介电常数和厚度对耦合电容的影响规律和绝缘层材料及厚度的选取方法，并建立耦合机构模型；以双侧LC补偿的EC-WPT系统为例，建立该系统的等效电路模型，以系统输出功率和传输效率为优化目标，将抗偏移性作为约束条件之一，给出基于第二代非支配排序遗传算法（NSGA-II）的多约束多目标优化方法；通过LT-Spice仿真验证了参数优化方法的可行性和有效性；实验中搭建具有水下旋转耦合机构的EC-WPT系统样机，实现311W的功率传输，效率为87.4%，系统具有良好的抗偏移性。实验比较了水下和空气中的能量传输性能，在耦合机构及参数优化方法相同的情况下，系统在水下的输出功率比空气中高约2倍，并且在水下的抗偏移性优于空气环境。
关键词：无线电能传输 电场耦合 水下旋转耦合机构 参数优化 抗偏移性
无线电能传输（Wireless Power Transfer, WPT）技术将电力电子技术和现代控制理论与技术等相结合，通过磁场、电场、微波、激光等载体实现电能的无线传输[1-3]，该技术已经成为了全球研究的热 点[4-6]，它可以解决传统导线直接电气接触带来的很多问题，具有广阔的应用前景[7-8]。电场耦合无线电能传输（Electric-filed Coupled Wireless Power Transfer, EC-WPT）技术利用金属板间的高频交变电场，实现能量无线传输，其耦合机构具有成本低、质量轻、形状易变等特点[9-12]，系统工作时在耦合机构周围及之间的金属导体上产生的涡流损耗小，并且能够跨越金属传能[13-15]。目前EC-WPT技术已经在消费电子[16]、医疗用品[17-19]及电动汽车[20-21]等领域得到了广泛应用。
相对于空气中的EC-WPT技术而言，水下电场耦合无线电能传输技术的研究才刚刚起步。EC-WPT技术在水下应用具有诸多优势，其利用高频电场传能，产生涡流损耗较小；耦合机构采用金属极板，结构简单，在水下应用时只需在表面涂上一层绝缘层即可；金属极板比较坚固，能够适应深水中压强较大的场合。此外，极板间的耦合电容是EC-WPT系统传能的关键因素，而水中的相对介电常数为81，能够极大地提高极板间的耦合电容，有利于提升系统的传输功率和效率。同时在系统中，耦合电容的提高意味着可以用更小的电感进行补偿，进一步减小了系统的体积且可以降低成本，有利于提高系统的功率密度。
在现有的水下EC-WPT系统研究中，耦合机构大多采用平板式极板。文献[22]采用四块40mm× 80mm的金属极板两两正对，并且在极板表面没有加绝缘层，工作频率设置在射频范围内，可达100MHz以上，因此系统发射端需要射频电源提供能量，实验证明，从发射端射频电源输入到接收端整流输出效率为45%。文献[23]将一对正对极板绝缘，另一对正对极板直接暴露在水中，在发射端和接收端分别串联一个补偿电感，传输性能取决于水中离子浓度，实验中传输距离为5mm时，实现了32mW的功率输出，效率为62.4%。上述两种方法将正对极板直接暴露在水中，可将正对极板中间的水介质等效为电阻，使得系统的损耗增大。文献[24]提出一种在淡水环境中的远距离EC-WPT系统，用有限元仿真软件HFSS对电路模型进行了仿真和分析，耦合机构采用四块长度为200mm的平板式金属极板，并且对四块极板都进行绝缘，实验证明，在传输距离为0.5m时，输出功率达到220W，效率为60.17%。
目前面向水下的EC-WPT系统耦合机构主要采用四块正对的平行金属极板，不能适用于旋转设备无线供电的应用场景，且对于水下耦合机构发生位置偏移的情况尚未有文献进行研究。针对上述问题，本文以淡水中利用电场耦合方式给旋转设备进行无线供电的应用为例，提出一种考虑绝缘层情况的水下通过旋转耦合机构供电的EC-WPT系统，分析绝缘层相对介电常数和厚度对电容的影响规律，得到绝缘层材料和厚度的选取方法，建立耦合机构模型。以双侧LC补偿的EC-WPT系统为例，建立系统的等效电路模型，以系统输出功率、传输效率为待优化目标函数，系统频率、k值和补偿电感作为决策变量，将谐振条件、器件耐压耐流值和抗偏移性作为约束条件，给出基于第二代非支配排序遗传算法（Non-dominated Sorting Genetic Algorithm II, NSGA-II）的多约束多目标优化方法，优化得到多约束条件下的Pareto最优前沿，根据实际需求选择一组最优解；构建系统仿真模型，并搭建旋转式水下EC-WPT实验样机，通过仿真和实验验证参数优化方法的可行性和有效性。通过实验比较在耦合机构及参数优化方法相同的情况下，系统在水下和空气中的能量传输性能，以及不同环境中的抗偏移效果。
应用于水下旋转式场景的EC-WPT系统的耦合机构示意图如图1所示，在实际应用中，可用外部作为发射端、内部作为接收端，或者内部作为发射端、外部作为接收端，本文以外部作为发射端为例进行分析。文中，发射端简化为半径为r1的套筒，接收端简化为半径为r2的套筒。图1给出了耦合机构的三维图和平面图，图中，P1和P2构成能量发射极板，P3和P4构成能量接收极板，同一侧极板即P1～P2和P3～P4之间的距离为d，发射端与接收端之间介质为淡水，传输距离为dt。P1与P3极板正对，高度为l2；P2与P4极板正对，高度为l1，四块极板厚度均为dc。同时，为了使该耦合机构适用于水下环境，需要给与水接触的部分加上一层绝缘材料，厚度为ds。
图1 水下旋转式耦合机构示意图
Fig.1 Schematic diagram of underwater rotary coupler
两块正对极板之间的电容形成了能量传输通道，所以正对极板间电容值的大小对能量传输有着重要影响。从图1中可看出，两块正对极板之间的介质分布为：绝缘层1-水-绝缘层2，绝缘层的材料以及厚度可根据发射端和接收端的材质和应用场景进行选择，在一般情况下，绝缘层选用相同的材料，并且厚度相同。根据圆筒形电容的计算方法，可得绝缘层1形成的电容Cs1、水介质形成的电容Cw、绝缘层2形成的电容Cs2分别为
（1）
式中，
为真空介电常数，
F/m；es和ew分别为绝缘层和水的相对介电常数；l为圆筒形极板的高；r1为外筒内径；r2为内筒外径。正对极板之间的电容Cin可等效为以上3个电容的串联，因此Cin的计算公式化简为
（2）
以图1中P1和P3板为例，设它们之间距离dt= 10mm，外侧半径r1=82mm，内侧半径r2=72mm，极板高度为30mm，淡水环境下相对介电常数ew为81，根据式（2），可得到P1和P3板间的电容值Cin随绝缘层相对介电常数es和绝缘材料厚度ds变化的关系如图2所示。从图2中可以看出，为了得到较大的电容Cin，ds要尽可能小。ds确定后，随着es增大，Cin快速增大之后变化速度趋于平稳，所以es选择对应ds情况下Cin变化速度趋于平稳时的值为最佳。以图2为例，为了获得较大的Cin，ds取图中最小值0.2mm，该情况下Cin变化速度趋于平稳时的es为5，但实际情况中，常用固体绝缘材料相对介电常数一般在10以下，若Cin变化速度趋于平稳时的es没有对应的可选材料，则选择可选范围内es最大的材料。同理，其他尺寸耦合极板也可以先绘出Cin随ds和es的变化，根据图中Cin的变化规律确定ds和es的选取。
图2 Cin随es和ds变化
Fig.2 Cin changes with esand ds
图1所示耦合机构需要考虑电容之间的交叉耦合，可等效为如图3a所示六电容模型，C12和C34分别为极板P1-P2和P3-P4形成的电容，位于能量发射端和接收端；C13和C24分别为极板P1-P3和P2-P4形成的电容，构成能量传输通道；C23和C14分别为极板P2-P3和P1-P4形成的电容；该模型与空气中的六电容模型等效方法相同，区别在于各个交叉耦合电容值比空气中大。可将六电容等效模型进一步等效为图3b所示的p 模型，图中，CM为互电容、Cx1和Cx2为自电容，计算公式[10]分别为
（3）
图3 耦合机构等效模型
Fig.3 Coupler equivalent model diagram
双侧LC补偿网络的EC-WPT系统具有拓扑结构简单、系统参数敏感性弱等特点[25]，因此本文采用双侧LC补偿网络作为谐振拓扑。
图4为水下双侧LC型EC-WPT系统拓扑，供电电源Edc、全桥型逆变器（由4个MOSFET S1～S4组成）、谐振电感L1、谐振电容C1与P1和P2发射极板共同构成系统的电能发射端，其中电能可以由直流电源Edc提供，也可以由交流电整流滤波之后提供。P3和P4接收极板、谐振电容C2、谐振电感L2与负载电阻RL构成系统的电能接收端，其中RL可以是交流负载，也可以是整流滤波环节和直流负载的等效电阻。该系统的直流电压经全桥逆变电路转换为高频交流电注入LC补偿网络，耦合机构发射极板与接收极板在交互电场的作用下产生位移电流，实现极板之间能量的传输，接收端补偿网络进一步补偿无功功率，为负载电阻RL提供电能，实现能量的无线传输。
在考虑了电路中电感内阻的情况下，将图4所示EC-WPT系统拓扑等效为图5所示等效电路，图中，uin为逆变输出等效电压，其基波分量up的方均根可以表示为
；RL1和RL2分别为电感L1和L2的内阻。
图4 水下双侧LC型EC-WPT系统拓扑
Fig.4 Underwater double-sided LC type EC-WPT system structure diagram
图5 等效电路
Fig.5 Equivalent circuit diagram
系统谐振补偿电路可以滤除大部分高次谐波，因此对图5所示的等效电路可以采用基波近似（Fundamental Harmonics Approximation, FHA）法进行分析[25]，各级阻抗可表示为
（4）
式中，w=2p f，f为系统工作频率。由于系统具有对称性，为了便于分析，将电感和电容参数也设置为对称，即
（5）
由于L1=L2，因此RL1=RL2。令k=C11/CM=C22/CM，系统输入阻抗可表示为
（6）
通过等效电路可推导得到a、b、c、d分别为
（7）
由于式（6）分母实部c中所包含的量都大于0，所以只能令b=d=0，即
，使输入阻抗Zin虚部为0，此时输入电压和电流同相位，系统工作在零相角（Zero Phase Angle, ZPA）状态。进而可推导谐振关系为
（8）
结合上述分析，得到系统输出电压为
（9）
从式（9）可以看到，输出电压滞后输入电压90°。进一步得到输出功率Po和效率h 分别为
（10）
（11）
当耦合机构确定之后，可根据式（3）得到CM、Cx1和Cx2，进一步得到电容比值k，可根据式（5）得到C1和C2，根据式（8）谐振关系得到L1和L2。
基于2.1节参数设计方法可以得到系统参数，但是部分参数只能根据经验确定，不能保证系统处于全局最优状态，为了提升系统性能，需要对系统参数进一步优化。在对EC-WPT系统进行优化时，需要考虑多个系统参数共同对系统造成的影响，例如，输入电压、工作频率、k的取值、补偿电感等；同时需要考虑多种约束条件，例如，极板电压、器件承受的最大电压和电流、耦合机构偏移等，为了使得系统达到全局最优的状态，本文基于NSGA-II在系统中搜索最优参数，实现系统性能全局最优。
对系统进行优化之前，首先要建立系统的非线性规划（Nonlinear Programming, NLP）模型，确定目标函数、决策变量和约束条件。根据2.1节的参数设计方法，系统工作在ZPA状态，为了使系统性能达到最优，应保证输出功率Po满足要求的前提下，系统效率h 尽可能大，因此本文以Po和h 作为待优化目标，即式（10）和式（11）作为目标函数；选择对系统能量传输有影响的参数作为决策变量，包括系统输入电压Edc、工作频率f、k值、负载电阻RL、耦合机构交叉电容、补偿电感等。
确定决策变量之后，需要选取其约束范围。由于输入电压Edc、负载电阻RL、耦合机构可以根据实际应用场景确定，耦合机构确定之后，其交叉耦合电容也随之确定，所以为了简化优化算法，文中对决策变量进行约束时只考虑了f、k、L。增大工作频率可以减小电路中电感的尺寸，但是会增加开关损耗，同时使得系统鲁棒性变差，增大控制难度；改变k值可以改变极板的激励电压，进而改变系统的输出参数；电感值过大会使得电感上的损耗增大，过小会使系统的增益变小，不利于实际应用，根据上述分析可以确定f、k、L的约束范围。系统工作在ZPA状态需要满足谐振关系，故将式（8）作为等式约束条件；为了保证安全性，根据器件所能承受的最大电压和电流进行不等式约束。
水下套筒式无线供电应用场景中，系统电能接收端会移入移出，可能会发生相对位置偏移，导致输出功率和效率改变。为了满足对负载的供电需求，在进行参数优化时将抗偏移性考虑在内，系统偏移使耦合机构的交叉耦合电容发生变化，而其他参数保持不变，导致系统偏离了最佳的能量传输状态。为了使系统接收端在一定程度内偏移时，输出功率Pop和效率hp能够满足系统的能量传输需求，因此将偏移状态下的Pop和hp作为不等式约束条件。可以确定EC-WPT系统的NLP模型为
（12）
式中，下标为l和h分别为决策变量的上限与下限；下标m为各个元器件的最大耐压耐流值；Ps、hs为系统偏移情况下系统需求的输出功率和效率。本文系统的输出功率要求不小于200W，效率要求不低于80%。基于NLP模型中的目标函数和约束条件，考虑到实际系统可能具有误差，文中以Po不小于250W，h 不低于82%为优化目标；以CM、Cx1和Cx2在0.9～1.1范围内变化时，输出功率和效率仍然满足系统要求作为偏移的约束条件，利用NSGA-II对系统进行多约束多目标优化，得到Pareto最优前沿，优化得到的Pareto最优前沿如图6所示。
从图6中可以看到，输出功率和效率相互约束的关系，且最优解不是唯一的。在选取最优解时，应选择输出功率满足要求的情况下，效率尽可能大的解，从最优前沿中选取五组最优解见表1，表中给出了f、k、L三个决策变量对Po、h 两个目标函数造成的影响。
图6 优化得到的Pareto最优前沿
Fig.6 Optimized Pareto optimal frontier
表1 从Pareto最优前沿得到的五组解
Tab.1 Five sets of solutions obtained from the Pareto optimal frontier
f/MHzkL/mHPo/Wh(%) 2.03910.526.4283.188.8 2.02511.125.7324.388.5 1.87412.227.7393.385.3 2.25411.519.8449.384.4 1.88013.524.6537.882.5
根据表1，输出功率满足要求的情况下第一组数据的效率最高，考虑到第二组数据的输出功率对比第一组有明显提高，但效率并无大幅度下降，输出功率能有更大的裕度，所以选择第二组数据为最佳。综合对耦合机构及系统参数的分析，可得到系统参数设计优化流程如图7所示。
图7 系统参数设计优化流程
Fig.7 Flow chart of system parameter design optimization
图7中，根据应用需求确定系统耦合机构的尺寸大小，包括传输距离dt、P1～P2和P3～P4间距离d，负载RL；根据第1节分析方法确定绝缘层材料和绝缘层厚度ds；再根据应用需求，确定系统目标输出功率Po和效率h，利用NSGA-II算法，以Po和h 为目标函数，f、k、L作为决策变量进行参数优化，得到一组最佳的f、k、L值；根据式（3）确定CM、Cx1和Cx2，结合式（5）和式（8）得到C1和C2，根据式（10）确定输入电压的基波Up进一步计算得到Edc，最后给出系统参数。
根据图4系统拓扑，在LT-Spice中建立系统仿真模型，采用表1中的第二组参数作为最优结果，仿真和实验中要求系统输出功率不小于200W，效率不低于80%。为了和实验进行对比，仿真中系统参数设置为与实验装置中一致，并且逆变器件型号和电感内阻设置与实验中一致。根据第1节耦合机构的设计思路，设计一套耦合机构尺寸见表2。耦合机构尺寸确定之后，利用LCR电桥测得耦合机构6个端口电容值，再根据文献[26]计算方法，计算得到6个交叉耦合电容见表3。结合图7参数设计优化方法，确定系统参数见表4。
表2 耦合机构尺寸
Tab.2 Coupler size （单位: mm）
参 数数 值 l130 l250 r182 r272 d50 dc0.5 ds1 dt10
表3 交叉耦合电容
Tab.3 Cross-coupling capacitance （单位: pF）
参 数数 值 C1297.3 C13109.2 C1444 C2339.6 C2463.2 C3438
逆变器输出电压uin和输出电流iin以及系统输出电流io波形如图8所示，可以看出，逆变器的输出电压电流同相位，系统处于ZPA状态；输出电流滞后输入电压90°，由于系统中为阻性负载，即输出电压滞后输入电压90°，这与式（9）中的结果一致。仿真输出功率为319W，输入功率为362W，系统效率为88.1%，与优化结果有少许差别，主要是由于逆变器损耗导致。
表4 系统参数
Tab.4 System parameters
参 数数 值 Edc/V100 ƒ/MHz2.025 L1/mH25.7 L2/mH25.7 C1/pF84.7 C2/pF143.3 CM/pF20.13 Cx1/pF138.7 Cx2/pF80.1 RL1/W1.2 RL2/W1.2 RL/W36
图8 仿真中逆变器输出电压、电流和系统输出电流
Fig.8 Diagram of inverter output voltage, current and system output current in simulation
若系统发生偏移使得耦合机构CM、Cx1和Cx2减小为原来的0.9，系统其他参数见表4，仿真得到此时输出功率为210W，效率为86.7%；当耦合机构的CM、Cx1和Cx2增大为原来的1.1倍时，仿真得到系统输出功率为236W，效率为87.1%，仿真结果达到了参数优化目标。
为了进一步验证水下旋转式EC-WPT系统的能量传输性能及抗偏移性，基于图4所示拓扑和表4所示的系统参数，搭建了如图9所示的水下具有旋转式耦合机构的EC-WPT系统实验装置。
图9 水下具有旋转耦合机构的EC-WPT系统实验装置
Fig.9 Underwater EC-WPT system experimental device with rotary coupler
实验中使用两个亚克力筒来模拟水下旋转式无线供电的应用场景，将四片铜箔贴在亚克力筒表面来充当电容极板，为了适用于一般情况，实验中耦合机构设置为非对称结构，即上下两对极板的高度l1和l2不相等；考虑到实验成本及条件限制，以及绝缘层的防水性、可靠性及耐压性等因素，绝缘层材料选择了实验条件下相对介电常数最大的ABS树脂，相对介电常数为3，厚度设置为1mm，绝缘层与极板贴合，用来保证极板与水之间的良好绝缘。实验中电感L1和L2采用0.04mm×1 200股规格的利兹线绕制的空心电感，这样可以很大程度地减少趋肤效应，从而减少能量传输过程中的损耗；电容C1和C2采用多层陶瓷电容，损耗因数为5×10-4，电容值随频率的漂移小，同时能承受高电压；逆变器采用了型号为C2M0080120D的碳化硅（SiC）MOSFET，导通电阻为80mW。
实验中逆变器的输出电压、电流和系统输出电流如图10所示，在实验中，逆变器开关管需要一定的导通电压，所以逆变器开关管的实际导通点在电压波形的过零点之后，应当使逆变器电流的过零点稍滞后于开关管导通点以实现零电压软开关（Zero Voltage Switching, ZVS），减少开关损耗[24]，因此实验中电感L1被设计为稍大于电感L2。
从图10中可以看到，输出电流滞后输入电压90°，由于为阻性负载，因此输出电压滞后输入电压90°，这与仿真结果和计算结果都一致。直流输入电压为100V时，在直流电源上可看到，输入电流为3.55A，计算得到输入功率为356W，此时负载电流的有效值为2.94A，计算得到系统的输出功率为311W，系统的传输效率为87.4%。
图10 实验中逆变器输出电压、电流和系统输出电流
Fig.10 Experimental inverter output voltage, current and system output current
实验中系统损耗的功率45W，主要包括电感、电容、耦合机构和逆变器的损耗。实验中测量得到的电感内阻见表4，根据文献[27]可计算得到电容C1、C2的寄生电阻分别为0.94W 和0.56W，计算得到系统损耗分布如图11所示，其中耦合机构损耗的计算方法为总损耗减去其他器件损耗。
图11 系统损耗分布
Fig.11 System power loss distribution
从图11中可以看出，补偿电感的损耗占了总损耗的近70%，所以在第2节中系统优化时考虑了电感的损耗。
图12和图13分别为输入电压从20～100V范围变化时，输出功率和效率计算、仿真、实验的对比。可以看到，随着输入电压的变化，系统输出功率3个值的变化基本保持一致，都能够保持较高的效率，输出功率仿真值和实验值略小于计算值，主要是由于逆变器和耦合机构产生的损耗导致的。从实验值曲线可以看出，实验中系统效率保持在82.5%以上，说明系统能够在20～100V的输入范围内保持能量高效率传输。
图12 输出功率的计算值、仿真值、实验值随输入电压的变化
Fig.12 Output power calculation, simulation and experimental value change with input voltage
图13 系统效率的计算值、仿真值、实验值随输入电压的变化
Fig.13 Efficiency calculation, simulation and experimental value change with input voltage
图14和图15分别为水下环境中，系统接收端纵向偏移和横向偏移时，输出功率和效率的变化。图中纵向偏移的正负代表内筒相对外筒上下错位的距离，其中向上为正，向下为负。可以看到，当接收端纵向偏移时，输出功率先增大后减小，这是由于在双边LC的拓扑中，在一定范围内CM与输出功率成反比[24]，系统效率随着偏移距离增大而减小；当接收端横向偏移时，输出功率和效率变化幅度很小。
图14 水下输出功率和效率随纵向偏移的变化
Fig.14 Underwater output power and efficiency change with longitudinal misalignment
图15 水下输出功率和效率随横向偏移变化
Fig.15 Underwater output power and efficiency change with lateral misalignment
实验中比较了空气中和水下环境中的能量传输性能及抗偏移性。在空气环境中，采用与水下相同的耦合机构、电路拓扑以及参数优化方法，并且系统输入电压Edc和负载RL相同，在空气环境中用优化算法优化得到f =2.5MHz，k=14.1，L1=L2=39.3mH。通过实验得到空气环境中系统接收端纵向偏移和横向偏移时，输出功率和效率的变化如图16和图17所示。
图16 空气中输出功率和效率随纵向偏移变化
Fig.16 The output power and efficiency in the air change with the longitudinal misalignment
图17 空气中输出功率和效率随横向偏移变化
Fig.17 The output power and efficiency in the air change with lateral misalignment
通过图14～图17的对比，可得到系统在水下和空气环境中能量传输性能及抗偏移性对比见表5。从表5中可以看出，实验结果达到了参数优化目标，采用相同的输入电压、负载、耦合机构和参数优化方法，系统在水下环境中输出功率为311W，比在空气中输出功率高2倍。系统纵向偏移20mm时，水下的输出功率变化量仅为12%，空气中变化量为48%；横向偏移9mm时，水下的输出功率变化量仅为4%，空气中变化量为28%。
表5 水下和空气环境能量传输性能及抗偏移对比
Tab.5 Comparison of energy transfer performance and antimisalignment between water and air
偏移量/ mm水下环境空气环境 Po/W变化量(%)h(%)Po/W变化量(%)h(%) 无偏移311087.4154086.8 纵向2034812822284880.6 横向9298487.21112885.9
本文针对水下环境中旋转设备无线供电的应用需求，以及取电设备移入移出可能会发生偏移的应用场景，提出了一种水下具有旋转耦合机构的EC- WPT系统，给出了绝缘层材料和厚度的选取方法，以双侧LC补偿的EC-WPT系统为例，给出了使系统达到ZPA状态的参数设计方法，基于NSGA-II算法给出了系统参数多约束多目标优化方法；仿真和实验结果验证了文中理论分析和所提出方法的正确性。搭建的实验装置输出功率为311W时，传输效率为87.4%，系统纵向偏移20mm或横向偏移9mm时，输出功率和效率仍能满足需求。实验中比较了在输入电压、负载、耦合机构和参数优化方法相同的情况下，系统在水下和空气中的输出功率、效率和抗偏移效果，证明了系统在水下环境中能量传输性能和抗偏移性优于空气环境。
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Underwater Electric-Filed Coupled Wireless Power Transfer System with Rotary Coupler and Parameter Optimization Method
Abstract The present coupler of the Electric-filed Coupled Wireless Power Transfer (EC-WPT) system in the water environment mostly uses flat plate, which is not suitable for the application of wireless power supply in underwater rotating occasions. Therefore, an underwater EC-WPT system with a rotary coupler is proposed. The influence of the relative permittivity and thickness of the insulating layer on the coupling capacitance is analyzed, and the selection method of the insulating layer material and thickness is given. The coupler model is established. Taking the EC-WPT system with double-sided LC compensation network as an example, the equivalent circuit model of the system is established. Taking the system output power and transmission efficiency as the optimization objectives, and the antimisalignment as one of the constraints, a multi-constrained and multi-objective optimization method based on the NSGA-II algorithm is given. The feasibility and effectiveness of the parameter optimization method are verified by LT-Spice simulation. The prototype of the underwater rotary coupler EC-WPT system is built in the experiment, the efficiency is 87.7% when the output power is 311W, and the system has good antimisalignment. Under the same coupler and parameter optimization method, the output power of the system under water is about 2 times higher than that in air, and the antimisalignment performance under water is far better than that in air.
keywords：Wireless power transfer, electric-field coupled, underwater rotary coupler, parameter optimization, antimisalignment
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210558
中图分类号：TM724
苏玉刚 男，1962年生，博士，教授，研究方向为无线电能传输技术、电力电子技术、控制理论应用与自动化系统集成。E-mail: su7558@qq.com（通信作者）
钱林俊 男，1998年生，硕士研究生，研究方向为无线电能传输技术。E-mail: 921187520@qq.com
收稿日期 2020-04-20
改稿日期 2020-06-22
国家自然科学基金资助项目（51977015）。
（编辑 陈 诚）