图1 ICCI控制
Fig.1 Control scheme of ICCI
摘要 并网逆变器作为可再生能源发电系统与大电网之间的关键接口，在控制模式及电能质量方面有着较高的要求。间接电流控制逆变器既有较快的电流响应，也可实现并/离网模式的平滑转换。该文以并网逆变器为研究对象，对开关体器件死区效应产生的谐波电流以及电网电压背景谐波造成的并网电流畸变问题进行分析。进而提出虚拟并联陷波阻抗、串联谐振阻抗的改进控制策略，有效抑制了因上述两个问题引起的谐波电流，显著改善了并网电流质量。仿真及实验验证了所提方法的有效性。
关键词：间接电流控制逆变器 死区补偿 电压背景谐波 虚拟阻抗
近年来，为应对能源危机与环境问题，基于可再生能源的分布式发电技术得到了广泛的研究与规模化应用。电力电子并网逆变装置作为可再生能源与电网的关键接口，直接影响乃至决定并网系统的性能（如电能质量、动态特性以及稳定性能等），成为当前国内外的研究热点之一[1-2]。
微电网作为今后分布式发电的有效接入方式，其逆变器控制策略主要有主从控制[3-4]和对等控制[5-6]两种。主从控制在孤岛时采用V/f控制，可以提供电压和频率支撑，表现为电压控制型逆变器（Voltage Controlled Inverter, VCI）；并网时切换为P/Q控制模式，通过直接调节并网电流，实现快速的功率调节，表现为电流控制型逆变器（Current Controlled Inverter, CCI）。主从控制可对并网电流的变化快速做出响应，但并/离网转换时，需要在两种控制模式之间强制切换，极易引起电流冲击，甚至可能引发内部环路振荡。而对等控制则可以避免控制模式切换，直接利用下垂控制模拟同步发电机的惯性阻尼外特性，实现电网的一次调频调压。但是，该控制策略为有差调节，且调节能力受储能模块限制。因此，为了保证逆变器并网/孤岛模式的平滑切换，且同时具备并网功率的快速调节能力。文献[7-10]提出了一种间接电流控制逆变器（Indirect Current Controlled Inverter, ICCI），采用电流外环与电压内环控制并额外引入一条输出电压前馈支路叠加至内电压环指令，使其并网时表现为CCI特性，离网时无需大幅改变控制，可断开电流外环利用自身电压环保证本地负载的电压支撑，实现平滑切换。
对并网逆变器而言，除了对并网/孤岛双模式运行的要求外，电能质量更是衡量其工作性能的重要指标之一。根据分布式发电系统运行准则，逆变器并网电流的总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion, THD）应不超过5%。而对于电力电子装置，由于受到开关管电导调制效应和关断电流拖尾等自身特性影响[11]，为避免运行时出现桥臂直通短路，在驱动信号中一般设置死区，进行保护。受死区时间影响，桥臂输出电压将含有大量的低频奇数次谐波[12]，进而造成并网电流畸变，直接影响到并网质量。
此外，微电网系统通常不能认为是无穷大电网，且可再生能源发电系统常出现在离负荷中心较远的区域，需要经过较长距离线路进行电能输送，线路阻抗往往较大。而实际电网中的不平衡、非线性负载会产生对应的谐波电流，进而通过线路阻抗产生谐波压降，使得公共耦合点（Point of Common Coupling, PCC）存在电压背景谐波[13-14]。此时，若逆变器侧的等效输出串联阻抗再表现出低阻抗，则电网中的背景谐波可能会激励出较大的谐波电流，影响逆变器正常运行。
根据上述分析可知，死区效应和电网电压背景谐波都可能对并网电流造成不利影响，增大总谐波含量，甚至影响系统正常运行。因此，本文将主要针对这两个问题展开研究。首先，简要介绍了逆变器的间接电流控制策略；在此基础上，对逆变器的死区效应及背景电压谐波的影响机理进行深入分析，并给出并联、串联虚拟阻抗的解决方案，同时给出具体的补偿器设计；最后，利用仿真及实验对理论部分进行验证。
ICCI控制如图1所示。图1a给出了ICCI的主电路结构。图中，Vdc为三相全桥逆变器直流侧电压；逆变器桥臂输出端采用LCL型滤波器结构，Lf为逆变器侧滤波电感，Cf为滤波电容，Lw为网侧电感；为了避免振荡，在电容支路加入了阻尼电阻Rc，Zg为电网阻抗，Zload为负载。Uoabc、Ugabc分别为输出电压及电网电压；iCabc及igabc分别为三相电容电流和并网电流。
图1 ICCI控制
Fig.1 Control scheme of ICCI
图1b为ICCI典型控制框图，主要由并网电流外环、电容电压/电流双环及空间矢量脉宽调制（Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM）三部分组成。igd,q(ugd,q)及iod,q(uod,q)分别为并网电流（电压）及电容电流（电压）在d、q轴上的分量；Si为模式切换开关，取1时为并网模式，PCC开关闭合，
、
控制逆变器输出电流给定，经并网电流外环补偿器Gig及输出限幅（uodmax,min、uoqmax,min）后作为逆变器输出电压环给定，通过调节该值，间接实现逆变器功率控制。w0Lw为控制系统解耦环节，Gu与GiC分别为电容电压环及电容电流环的调节器，q 为输出电压相位，d为最终驱动占空比信号。而孤岛模式下，PCC开关断开，Si切换在模式2运行，不再需要并网电流外环参与，电压环给定由
、
直接控制，保证微电网系统本地负载的稳定供电。
不难看出，ICCI在孤岛/并网两种模式之间切换时，仅仅是电压环的给定值发生了变化，而整个电压电流内环的结构却保持不变，即电压环始终参与工作，从而保证了逆变器输出可以平滑过渡。
由于逆变器桥臂开关管存在电导调制效应和关断时电流拖尾，为避免运行时出现桥臂直通短路，通常会在桥臂上下开关管的互补驱动信号中加入死区时间。以A相为例，图2给出了A相桥臂电流路径。
图2 A相桥臂电流路径
Fig.2 Current flow path of bridge arm in phase A
由上下桥臂开关管开通状态及A相电流流向，可将逆变器分为四个工作状态。当iA＞0、iA＜0时，驱动信号与桥臂中点电压关系如图3所示。
图3 驱动信号与桥臂中点电压关系
Fig.3 Relation between driving signal and bridge midpoint voltage
图3a中，Ts为逆变器开关周期，td为死区时间，VA为桥臂中点电压，Vdt为中点偏离电压。当桥臂输出电流iA＞0，在t0～t1阶段，开关管Q1导通，桥臂输出电流经过Q1，桥臂中点电压VA=Vdc。t1时刻，Q1关断，桥臂输出电流通过反并联二极管VD2，VA=0。iA＞0，由于桥臂输出电流不经过Q2，Q2的死区时间对桥臂中点电压没有影响。在t3时刻，Q2关断，但Q1由于死区时间直至t4时刻导通，期间桥臂输出电流经二极管VD2流出，因此t3～t4期间VA=0，中点电压发生偏离，Vdt=Vdc，一个开关周期内偏离一次，脉宽为td。
当桥臂输出电流iA＜0时，如图3b所示，与上述情况类似，Q1死区时间对桥臂中点电压没有影响，在t3时刻，Q1关断，但Q2由于死区时间直至t4时刻导通，期间桥臂输出电流经二极管VD1流出，因此t3～t4期间VA=0，中点电压发生偏离，Vdt=-Vdc。
故而，可以得到每个工频周期内中点偏离电压如图4所示，对偏离电压做傅里叶分析[15]，得到谐波幅值Vdt的表达式为
（1）式中，n为谐波次数。可以发现，Vdt的谐波均为奇数次谐波，其幅值随着谐波次数的升高而减小。由于并网逆变器输出采用星形联结且三相平衡，因此偏离电压中3次谐波抵消，只包含5次及以上奇数频次谐波，以5、7次谐波含量居多。
图4 中点偏离电压
Fig.4 Deviation voltage at midpoint
而对于ICCI，LCL滤波器在低频处的整体阻抗幅值不高，且电容Cf支路较电感Lf和Lw支路而言呈现更大的阻抗，因此，低频次谐波电压将在电路中产生谐波电流，且大部分注入电网，造成并网电流的畸变。可见有必要改进现有的控制策略，以抑制THD。
ICCI仍属于电流控制型逆变器。因此，根据诺顿等效电路原理，可将其等效为图5中电流源Is与输出阻抗Zo并联的形式。
图5 并网ICCI系统等效电路
Fig.5 Equivalent circuit of grid-connected ICCI
为防止逆变器桥臂产生的5、7次谐波电压经滤波器而产生并网谐波电流，其中一种方法是在逆变器的输出阻抗Zo两端，通过控制构造出一个或多个并联虚拟阻抗[16-18]，加入并联虚拟阻抗的并网ICCI等效电路如图6所示。所构造的虚拟阻抗在特定的谐波频率处的阻抗值很低（即陷波器），间接使得并网电流支路相对阻抗减小，从而给逆变器因死区而产生的谐波电流提供新的通路，避免此部分谐波电流注入电网。图6中，Z5、Z7分别为5、7次谐波对应的陷波器虚拟阻抗。
图6 加入并联虚拟陷波阻抗的并网ICCI等效电路
Fig.6 Equivalent circuit of grid-connected ICCI with parallel virtual notch impedance
根据图1和图6，可得图7所示加入并联虚拟阻抗后的ICCI控制框图。由于虚拟阻抗需通过控制环路实现，故而将该图进行等效变换如图8所示，使得虚拟部分的信号施加在调节器输入或输出端。
GH(s)的表达式为
（2）陷波器虚拟阻抗的表达式为
（3）
式中，k为比例系数；Q为品质因数；wr为谐振角频率。
图7 加入并联虚拟陷波器阻抗的并网ICCI控制框图
Fig.7 Control block diagram of grid-connected ICCI with parallel virtual notch impedance
图8 加入并联虚拟陷波器阻抗的并网ICCI等效控制框图
Fig.8 Equivalent control block diagram of grid-connected ICCI with parallel virtual notch impedance
由于陷波器阻抗与逆变器输出阻抗使用并联方式，为不改变陷波器谐振频率以外频段的逆变器阻抗特性，需要陷波器在其余频段表现为开路，因此应取较大k值，然而k过大会导致谐振频率处陷波器阻抗较高从而无法为谐波电压提供有效回路；品质因数Q值较大时陷波器在谐振频率处阻抗较低，但作用频带较宽，会使附近频段的阻抗幅值均降低，因此，参数k、Q选取均需折中考虑，这里取k=100，Q=2 000。
在第2节中，为了抑制死区效应引入了并联虚拟陷波器阻抗，可以为逆变器自身产生的谐波电流提供旁路。但是，当电网电压环境不理想即存在谐波成分时，该虚拟阻抗也为背景谐波提供了低增益通路，将使得谐波电流被明显放大，影响电能质量。
因此，本节将进一步提出特定次串联虚拟阻抗方法对上述问题进行优化。可以看到，若在图6基础上，再在并网侧构造串联谐振阻抗，则可以抑制电网电压谐波的影响。同时发现，若此时去除并联虚拟陷波器支路，虽然无法给逆变器提供必要的谐波旁路，但是因为逆变器在特定次谐波处的输出阻抗可以显著增加，也能够迫使逆变器因死区效应而产生的谐波电流得到大幅衰减。故而，为了降低控制复杂度，可以仅采用串联虚拟谐振阻抗的方法，其并网ICCI等效控制框图如图9所示。此时，图7可以改进为加入串联虚拟谐振阻抗的并网ICCI控制框图如图10所示，经过简单的变换，进一步得到加入串联虚拟谐振阻抗的并网ICCI等效控制框图如图11所示。
图9 加入串联虚拟谐振阻抗的并网ICCI等效电路
Fig.9 Equivalent circuit of grid-connected ICCI with series virtual resonance impedance added
图10 加入串联虚拟谐振阻抗的并网ICCI控制框图
Fig.10 Control block diagram of grid-connected ICCI with series virtual resonance impedance
图11 加入串联虚拟谐振阻抗的并网ICCI等效控制框图
Fig.11 Equivalent control block diagram of grid-connected ICCI with series virtual resonance impedance
由图11可知，为了构造虚拟串联谐振阻抗，需要在原有的控制框图基础上，增加并网电流前馈支路，通过与阻抗函数相乘获得电压，并反向叠加到Zo(s)上实现串联的效果。需要说明的是，这里采取的串联虚拟阻抗正好与陷波器阻抗幅相特性相反，即在5、7次谐波频率处表现为高阻，从直接提高并网电流支路阻抗幅值的角度迫使谐波电流减小。如此，不仅可以解决由于死区带来的内部谐波电流问题，还可以避免由于电压背景谐波造成的交互谐波电流问题，从而改善电流畸变，提高电能质量。
为了对以上分析结果进行验证，本节在Matlab中建立了15kV·A的间接电流控制逆变器仿真模型，针对死区效应及电压背景谐波问题对并联/串联虚拟阻抗法分别进行仿真。模型参数见表1。
为对间接电流控制并网逆变器并网/孤岛双模式运行能力进行检测，在仿真中设置ICCI模式切换运行。图12为ICCI并/离网运行全过程中的并网电流、输出电压及电网电压波形，仿真时长1s。系统在0.1s释放并网控制信号，进入并网预同步阶段；0.27s并网开关闭合，并网状态下运行；0.8s切换为离网运行。
表1 15kV·A ICCI主要参数
Tab.1 System parameters of 15kV·A ICCI
参 数数 值 直流侧输入电压Vdc/V720 额定电网电压UN/V220 额定功率SN/(kV·A)15 开关频率fs/kHz20 滤波电感Lf/mH1.2 滤波电容Cf/mF50 阻尼电阻Rc/W1 网侧电感Lw/mH0.5 电网电流环比例系数Kig_p0.7 电网电流环积分系数Kig_i14 输出电压环比例系数Kuo_p0.3 输出电压环积分系数Kuo_i95 电容电流环比例系数KiC_p7.4
图12 ICCI并/离网切换运行
Fig.12 ICCI on/off-grid operation
由图12可以看到，系统在并/离网瞬间电流均无明显冲击，且系统动态特性良好，在一个工频周期内即可进入稳态运行，表明ICCI具备很好的双模式平滑切换运行的能力。
加并联虚拟陷波器阻抗前的ICCI并网电流如图13所示。根据第3节中的分析，在间接电流控制并网逆变器仿真模型中设置2ms的桥臂驱动信号死区时间，此时的并网电流波形如图13a所示。可以看到，电流出现了明显畸变。图13b给出的快速傅里叶变换（Fast Fourier Transformation, FFT）分析显示，基波的3倍频在三相平衡时可以相互抵消，故电流谐波次数为5, 7, 11, 13, …。其中，又以 5、7次谐波含量最高，是造成并网电流波形畸变的主要频次谐波，THD达到5.81%，超过5%的基本要求。
图13 加并联虚拟陷波器阻抗前的ICCI并网电流
Fig.13 Output current of ICCI without parallel virtual notch impedance
加入并联虚拟陷波阻抗后，并网电流的波形及傅里叶分析结果如图14所示。可以看到，低次谐波含量明显减少，电流波形正弦度明显提高，THD降为2.99%，从而验证了该方法在补偿死区效应问题上的有效性。
图14 加并联虚拟陷波器阻抗后的ICCI并网电流
Fig.14 Output current of ICCI with parallel virtual notch impedance
此时，为了分析并联虚拟陷波器阻抗在存在电压背景谐波时的效果，向电网电压中注入幅值为6.22V（2%），3.11V（1%）的5、7次谐波电压模拟非理想电网条件。得到加入并联虚拟阻抗前后的并网电流波形分别如图15和图16所示。
显然，当电路中同时存在死区时间及电压背景谐波影响时，并网电流的畸变程度较高，THD达到10.06%。而在加入并联虚拟陷波器阻抗后，不仅没有改善并网电流的谐波情况，反而加重了5、7次谐波的影响，THD上升至25.47%。即并联虚拟阻抗法虽然对死区效应带来的谐波电流有正面抑制作用，但只在电网电压条件理想时有效，在有电压背景谐波的情况下会进一步恶化并网电流波形。
图15 电网电压谐波背景下的ICCI并网电流
Fig.15 Output current of ICCI when grid voltage containing harmonics
图16 含背景谐波时加入并联虚拟陷波阻抗的并网电流
Fig.16 Output current of ICCI with parallel virtual notch impedance when grid voltage containing harmonics
与4.2节中同样在电网电压中注入幅值为6.22V（2%），3.11V（1%）的5、7次谐波电压，将控制环路改为仅仅加入虚拟串联谐振阻抗，此时的并网电流波形如图17所示。对比仅仅加入并联虚拟阻抗的效果，电流THD从原来的10.06%降为1.79%，得到了明显的改善。说明串联虚拟谐振阻抗确实可以同时对死区效应及电网电压谐波起到很好的抑制作用。
图17 含背景谐波时加入串联虚拟谐波阻抗的并网电流
Fig.17 Output current of ICCI with series virtual resonance impedance when grid voltage containing harmonics
为了进一步验证上述分析的有效性，搭建了一台15kV·A ICCI硬件平台。系统参数与仿真一致，已在表1中给出。
对ICCI开展了并/离网切换动态实验，实验条件同仿真，如图18所示。图18a为ICCI并网电流及输出电压在离网-并网-离网过程中的波形。图18b和图18c分别给出了ICCI在并网和离网切换瞬间的并网电流、输出电压波形。可以看到，ICCI在模式切换过程中输出电压保持稳定，未出现任何突变或振荡。输出电流也未见明显冲击（并网瞬间由于网侧电感的存在及预同步模块并网条件判定限制会存在小幅的冲击电流，电流调节过程受到控制器动态性能影响，此处为100ms），很好地实现了平滑过渡。
图18 ICCI并/离网切换运行
Fig.18 ICCI on/off-grid operation
上文理论分析及仿真都表明虚拟串联谐振阻抗不仅可以对死区效应进行补偿，还可以抑制电网电压背景谐波的影响。此处，在实验平台中设置同样的死区时间及背景谐波，得到仅仅加入串联虚拟阻抗前后的并网电流波形对比如图19和图20所示。
可以看到，实验结果与仿真及理论一致，在采用串联虚拟阻抗的条件下的电流波形得到了明显改善，THD由8.19%降为2.34%，进一步证明了该方法的有效性。
本文针对并网逆变器并网质量问题，以间接电流控制逆变器为对象着重分析了死区设置及电网电压背景谐波对逆变器并网电流造成的影响。为了抑制电流谐波，分别提出了并联虚拟陷波器和串联虚拟阻抗的方法并进行对比。最终发现，并联虚拟阻抗法虽然可以补偿死区效应，但在电网非理想时会放大电压谐波的影响进一步恶化并网电流质量，而串联虚拟阻抗法则可以同时对死区及电网电压谐波的影响进行抑制。最后，通过仿真及实验对理论研究的正确性及可行性进行了验证。
图19 电网电压含背景谐波时加入串联虚拟阻抗前的ICCI并网电流实验波形
Fig.19 Output current experimental waveforms of ICCI without series virtual impedance under grid voltage harmonics
图20 电网电压含背景谐波时加入串联虚拟阻抗后的ICCI并网电流实验波形
Fig.20 Output current experimental waveforms of ICCI with series virtual impedance under grid voltage harmonics
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Dead-Time Effect and Background Grid-Voltage Harmonic Suppression Methods for Inverters with Virtual Impedance Control
Abstract Grid-connected inverters, as the interface between distributed energy and large power grids, have high requirements in terms of control structure and power quality. Inverters with indirect- current-control has fast power response and can realize the smooth transfer between grid-connected and stand-alone modes. In this paper, the grid-connected current distortion caused by the dead-time effect of the semiconductor devices and the grid-voltage background harmonics are analyzed. Furthermore, specific solutions by adding virtual parallel and series impedance are given to improve the power quality. Simulation and experiments verify the effectiveness of the proposed method.
keywords：Indirect-current-controlled inverter (ICCI), dead-time compensation, grid-voltage background harmonics, virtual impedance
中图分类号：TM315
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200073
国家自然科学基金面上项目（51777095）和南瑞集团科技项目“大规模新能源发电建模、硬件在环平台构建及源网协同控制技术”资助。
收稿日期 2020-01-16
改稿日期 2020-03-05
陈 杰 男，1982年生，博士，副教授，研究方向为新能源发电和功率电子变换技术。E-mail: chen_jie@nuaa.edu.cn（通信作者）
章新颖 女，1996年生，硕士研究生，研究方向为并网逆变器控制及阻抗分析。E-mail: zhangxinying_99@163.com
（编辑 崔文静）