图1 三电平NPC变流器电路拓扑
Fig.1 Circuit topology of three-level NPC converter
摘要 三电平中点钳位变流器载波反相层叠脉宽调制（PODPWM）策略可降低共模电压，但其存在相电压两电平跳变（TLJ）和难以添加中点电位平衡控制策略的缺陷。为解决以上缺陷，该文首先分析PODPWM的基本原理及其等效的空间矢量序列。在此基础上，通过对调制波叠加特定零序分量并在调制波采样值过零点处选择使用特定方向的三角载波，得到可防止TLJ的改进型PODPWM（IPODPWM）及其中点电位平衡控制策略。最后推导IPODPWM作用下的共模电压、直流电压利用率、相电压频谱和开关频率，并设计基于IPODPWM的同步调制方法。仿真和实验结果表明，所提IPODPWM能够避免相电压两电平跳变并控制中点电位平衡，且具有共模电压小、直流电压利用率高的优点。
关键词：三电平 载波反相层叠脉宽调制 两电平跳变 中点电位平衡 共模电压
三电平中点钳位（Neutral Point Clamped, NPC）变流器于1980年由A. Nabae首次提出[1]，其主电路拓扑如图1所示。三电平NPC变流器具有器件电压应力低、结构简单、便于背靠背运行等优势，因此在牵引传动、光伏发电、挖掘盾构等领域得到广泛应用[2-4]。
图1 三电平NPC变流器电路拓扑
Fig.1 Circuit topology of three-level NPC converter
共模电压为负载中性点与参考电位点之间具有高频、高幅值特性的零序电压[5]。当三电平NPC变流器应用于牵引传动系统时，共模电压会对牵引电机的轴承寿命和绝缘性能产生不良影响并造成电磁干扰[6-8]。为降低三电平NPC变流器的共模电压，国内外学者进行了大量研究[9-17]。
文献[9-11]分别通过隔离变压器、有源共模电压滤波器和无缘共模电压滤波器来消除系统的共模电压，但三种方法均需增加额外的硬件设备，从而增加了系统的成本和体积。
文献[12-13]利用基于空间矢量的脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation, PWM）策略，无需增加硬件设备便可有效降低共模电压。其中，文献[12]通过只使用零矢量、中矢量和大矢量合成参考电压，提出了可降低共模电压的十三矢量法，但并未设计相应的中点电位平衡控制策略，且在其作用下相电压可能存在两电平跳变（Two-Level Jump, TLJ），不利于系统的安全运行；文献[13]提出一种混合使用十三矢量法与空间矢量PWM（Space Vector PWM, SVPWM）的方法，其可在抑制共模电压的同时对中点电位进行平衡调节，但该方法中点平衡调节能力有限。此外，基于空间矢量的PWM策略需计算各空间矢量的作用时间，运算量较大。
文献[14-17]使用基于载波的PWM策略，从而在降低共模电压的同时简化了计算。其中，文献[14]指出载波反相层叠PWM（Phase Opposition Dispo- sition PWM, PODPWM），相比载波同相层叠PWM，可将共模电压由直流电压值的1/3降至1/6，但PODPWM的直流电压利用率较低且会导致TLJ。为提高直流电压利用率，文献[15]利用PODPWM来等效十三矢量法，并通过在调制波上叠加零序分量来控制中点电位平衡。但该策略在进行中点平衡控制时引入了小矢量，从而不再符合十三矢量法的发波规则。文献[16]提出一种在不同扇区注入不同零序分量的PODPWM方法，其能够协同抑制共模电压以及中点电位波动，但并未分析在其作用下如何避免相电压TLJ并消除中点电位偏差。文献[17]提出可完全消除共模电压的PODPWM并推广到任意电平变流器，但同样没有设计相应的中点电位平衡控制策略。
综合上述可降低三电平NPC变流器共模电压的方法，利用PODPWM叠加零序分量无需增加硬件设备便可有效降低共模电压，其具有成本低、计算简单的优点。但现有PODPWM方法存在TLJ和难以添加中点电位平衡控制策略的缺陷。
针对现有PODPWM缺陷，本文通过对调制波叠加特定零序分量并在调制波采样值过零点处选择使用特定方向的三角载波，提出可避免TLJ的改进型PODPWM（Improved PODPWM, IPODPWM）及其中点电位平衡控制策略。在此基础上，推导了IPODPWM作用下的共模电压、直流电压利用率、相电压频谱和开关频率，并设计了基于IPODPWM的同步调制方法。最后通过仿真和实验，对本文所提IPODPWM及其中点电位平衡控制策略的有效性进行了验证。
传统PODPWM基于三相正弦波与两个频率、相位相同，幅值等大反向的三角载波比较得到PWM控制信号，并由此控制三电平NPC变流器各功率器件的开通或关断，其原理如图2所示。
图2 PODPWM的原理
Fig.2 Principle diagram of PODPWM
为分析PODPWM等效空间矢量序列，首先对三电平NPC变流器各空间矢量进行定义和分类。定义三电平NPC变流器由高到低输出的三种电平状态为P、O、N，对应输出电压分别为E、0、-E，则可得到如图3所示的三电平NPC变流器空间矢量。
图3 三电平NPC变流器的空间矢量
Fig.3 Space vector diagram of three-level NPC converter
三电平NPC变流器各空间矢量根据其幅值和输出电平状态可分类为零矢量、P型小矢量、N型小矢量、中矢量和大矢量。其中，同一位置处的P型小矢量和N型小矢量互为冗余小矢量。各空间矢量具体分类总结见表1。
表1 三电平NPC变流器各空间矢量分类
Tab.1 Classification of space vectors for NPC converter
空间矢量矢量类别 OOO/PPP/NNN零矢量 POO/PPO/OPO/OPP/OOP/POPP型小矢量 ONN/OON/NON/NOO/NNO/ONON型小矢量 PON/OPN/NPO/NOP/ONP/PNO中矢量 PNN/PPN/NPN/NPP/NNP/PNP大矢量
PODPWM在载波比12下的相电压波形如图4所示。分析可知，PODPWM在连续两个载波周期内的等效空间矢量序列为PNP→ONP→ONO→OOO→ONO→ONP→PNP、PNP→PNO→ONO→OOO→ONO→PNO→PNN。由PODPWM的等效空间矢量序列可推导得到以下结论：
图4 PODPWM对应的三相电压
Fig.4 Three phase voltage of PODPWM
（1）PODPWM在每个载波周期内只使用了一个冗余小矢量。
（2）PODPWM在每个载波周期内首发和结尾矢量为大矢量或零矢量OOO。
（3）定义Ucom为共模电压，Uao、Ubo、Uco为三相输出相电压，三电平NPC变流器Ucom为
（1）依据式（1），PODPWM在一个载波周期内的Ucom为E/3→0→-E/3→0→-E/3→0→E/3，故在PODPWM作用下的Ucom最大值仅为直流电压值的1/6。
假定采样方式为不对称规则采样，当0°相位处的正采样值对应上升方向三角载波时，PODPWM作用下的A相电压如图5所示。
图5 PODPWM在0°相位处的相电压
Fig.5 Phase voltage of PODPWM at 0 degree phase angle
三电平NPC变流器在大功率场合下要严格防止TLJ，即防止相电压电平由P直接到N或由N直接到P，否则一相桥臂的四个串联功率器件同时动作易造成各器件动态压降不等而损坏，并且会产生更高的开关频率和dv/dt[18-19]。由图5可知，在PODPWM作用下，相电压可能会出现TLJ。
由于同一位置处的两个冗余小矢量对中点电位的影响相反，故针对三电平NPC变流器的中点电位平衡控制策略多通过重新分配两冗余小矢量的占空比来实现[20]。由1.1节中PODPWM的等效空间矢量序列可知，PODPWM在每个载波周期内只使用一个冗余小矢量，故其无法利用重新分配冗余小矢量占空比的方式来控制中点电位平衡。
传统PODPWM存在TLJ和难以添加中点电位平衡控制策略的缺陷，这限制了其在三电平NPC变流器中的应用。
为解决传统PODPWM存在的缺陷，在本节进一步研究适用于三电平NPC变流器的IPODPWM及其中点电位平衡控制策略。
为设计可在PODPWM作用下防止TLJ的方法，首先分析PODPWM作用下相电压产生TLJ的原因。传统PODPWM只可能在0°或180°相位处出现TLJ，假定采样方式为不对称规则采样，传统PODPWM在0°和180°相位处各存在四种采样情况，如图6所示。
图6 PODPWM在0°和180°相位处的四种采样情况
Fig.6 Four sampling cases of PODPWM at 0 and 180 degree phase angles
图6中，情况1和情况2分别代表调制波零点与三角载波零点重合时，最小正采样值对应上升方向载波和下降方向载波时的情况；情况3和情况4则分别代表零点不重合时，最小正采样值对应上升方向载波和下降方向载波时的情况。由图6分析PODPWM产生TLJ时对应的采样情况，具体为：
（1）当调制波零点与三角载波零点重合时，在任何情况下相电压都不会出现TLJ。
（2）当零点不重合时，对于0°相位附近的采样点，若最小正采样值对应上升方向载波，会导致相电压出现TLJ；若最小正采样值对应下降方向载波，则不会出现TLJ。
（3）当零点不重合时，对于180°相位附近的采样点，若最小正采样值对应下降方向载波，会导致相电压出现TLJ；若最小正采样值对应上升方向载波，则不会出现TLJ。
在实际工程应用中，由于无法保证调制波初始采样值为零，很可能存在调制波零点与三角载波零点不重合的情况。为在零点不重合时避免TLJ，依据上述结论设计可在PODPWM作用下防止TLJ的方法，其原理为：在调制初始时刻同时生成两组相位相差180°的反相层叠三角载波，并在调制波采样值过零点处判断两组反相层叠三角载波各自的方向。检测三相调制波在0°相位和180°相位附近的最小正采样值，并在正采样值处分别选择下降方向和上升方向的那一组反相层叠三角载波与调制波进行比较，从而可在PODPWM作用下防止TLJ。
传统PODPWM使用正弦波作为调制波，在不过调制下基波最大幅值为1，这限制了其最大直流电压利用率。基于可在PODPWM作用下防止TLJ的方法，进一步设计可避免TLJ并提高直流电压利用率的IPODPWM。
文献[12-13]提出了只使用零矢量、中矢量和大矢量来合成参考电压的十三矢量法，其最大直流电压利用率相比载波调制提高了13.4%。假定参考电压位于90°～120°区域，十三矢量法作用下的矢量序列为OOO↔PON↔PNN↔PON↔OOO，对应每个载波周期内首发和结尾矢量为零矢量OOO或大矢量，且Ucom最大值为直流电压值1/6。十三矢量法具有和PODPWM一致的首发、结尾矢量和Ucom最大值，故利用IPODPWM等效十三矢量法，可在不增加Ucom前提下提高直流电压利用率。
定义IPODPWM的三相调制波分别为Uma、Umb和Umc，零序分量为U0，有
（2）通过调制波与三角载波比较得到空间矢量序列OOO↔PON↔PNN↔PON↔OOO的示意图如图7所示。
图7 调制波与载波比较得到OOO↔PON↔PNN
Fig.7 Space vector sequence OOO↔PON↔PNN obtained by comparing modulation wave with carrier
图7中，Ts为采样周期。设OOO、PON、PNN在一个Ts内作用时间分别为T0、T1、T2，则有
（3）式（3）表明在90°～120°相位区域内，Uma和Umb等大反向。结合式（2）可得
（4）
定义三相正弦波的最大值和最小值分别为Umax和Umin，可利用同样思路得到其余相位区域内IPODPWM的U0表达式，有
（5）将式（5）代入式（2）即可得到IPODPWM的三相调制波表达式。
综合以上分析，防止TLJ并提高直流电压利用率的IPODPWM实现流程如图8所示。
只有小矢量和中矢量会产生中点电流，而IPODPWM在每个Ts内只等效使用了零矢量、中矢量和大矢量，故在不改变等效空间矢量序列的情况下，IPODPWM只能通过调整中矢量的作用时间来控制中点电位平衡。为了对IPODPWM添加中点电位平衡控制策略，首先分析中点电位不平衡时各相位区域内中矢量作用时间的变化原则。
图8 IPODPWM的实现流程
Fig.8 Flow chart of IPODPWM
定义Udc1和Udc2分别为三电平变流器直流侧上端和下端电压，DU=Udc1-Udc2为IPODPWM的中点电位偏差，io为中点电流。以30°～90°相位区域为例，中矢量为PNO，对应io=ic。在DU＜0时，应使Udc1上升来维持中点电位平衡。此时若ic＞0，增加PNO作用时间可使Udc1上升；若ic＜0，减小PNO作用时间可使Udc1上升。定义ix为中矢量对应负载相电流，+/-分别代表应增加/减小相应中矢量的作用时间，基于同样原理分析其余相位区域内中矢量作用时间变化原则，见表2。
表2 中点电位不平衡时各中矢量作用时间变化原则
Tab.2 The principle of duration variation of each middle vector when the neutral voltage is unbalanced
相位区域中矢量负载相电流ixDUix ＞0＜0 30°～90°PNOix=ic-+ 90°～150°PONix=ib 150°～210°OPNix=ia 210°～270°NPOix=ic 270°～330°NOPix=ib 330°～30°ONPix=ia
上移/下移调制波对中矢量影响示意图如图9所示，针对相位60°～120°、180°～240°、300°～360°区域，将中矢量对应的调制波上移/下移可分别增加/减小中矢量的作用时间；而针对相位0°～60°、120°～180°、240°～300°区域，将中矢量对应的调制波上移/下移可分别减小/增加中矢量的作用时间。
图9结合表2，可推导得到如图10所示的适用于IPODPWM的中点电位平衡控制策略：当DU在允许范围内时，IPODPWM的三相调制波保持不变；当DU超过限定值时，通过在中矢量对应的调制波上叠加零序分量DUneu来调整中矢量的作用时间，从而在IPODPWM作用下控制中点电位平衡。其中，零序分量DUneu的计算方法为：定义Ux为中矢量对应的正弦波，对于30°～90°、210°～270°区域，有Ux=Uc，ix=ic；对于90°～150°、270°～330°区域，有Ux=Ub，ix=ib；对于150°～210°、330°～30°区域，有Ux=Ua，ix=ia；判断DU×Ux×ix的方向，经过PI控制器后得到DUneu。当其为正时，相当于将调制波上移；当其为负时，相当于将调制波下移。
图9 上移/下移调制波对中矢量影响示意图
Fig.9 Schematic diagram of the effect of up/down modulation waves on middle vectors
图10 IPODPWM的中点电位平衡控制框图
Fig.10 Block diagram of neutral voltage balance control for IPODPWM
叠加DUneu前、后的调制波分别定义为Umx和
。为在不改变等效空间矢量序列的情况下实现中点电位平衡控制，对限幅如下：当Umx＞0时，若＜0，令=0；若＞Zmax，令=Zmax。当Umx＜0时，若＞0，令=0；若＜Zmin，令=Zmin。其中，Zmax和Zmin分别代表Uma、Umb和Umc的最大值和最小值。
针对本文所设计的IPODPWM及其中点电位平衡控制策略，分别从共模电压、相电压频谱、直流电压利用率和开关频率等方面来分析其性能。
由图7可知，当参考电压位于90°～120°区域时，IPODPWM在一个载波周期内的等效空间矢量序列为OOO→PON→PNN→PON→OOO，对应共模电压Ucom变化为0→-E/3→0。而相同区域内的传统PODPWM等效空间矢量序列为OOO→POO→PON→PNN→PON→POO→OOO，对应共模电压Ucom变化为0→E/3→0→-E/3→0→E/3→0。
对比IPODPWM和传统PODPWM的Ucom，两者均可将Ucom最大值降为直流电压值的1/6，但传统PODPWM的Ucom在一个载波周期内变化6次，而IPODPWM只变化两次。相比传统PODPWM，IPODPWM可在降低Ucom最大值的同时降低Ucom的变化率，故其具有更优的共模电压性能。
IPODPWM作用下的相电压波形为周期性开关波形。针对周期性开关波形，均可利用双重傅里叶级数得到谐波分量表达式[14]为
（6）式中，m和n分别为载波和基带索引变量；wc和wb分别为载波角频率和基波角频率；Xmn和Ymn为谐波分量幅值系数。
利用双重傅里叶级数分析IPODPWM作用下的相电压谐波分量表达式，结果为
（7）式中，M为正弦波标幺化后的幅值。借助雅可比-安格尔展开对式（7）中的Xmn和Ymn进行计算，结果总结为
（8）
式中，J为雅克比矩阵。
依据式（7）和式（8）对IPODPWM的相电压频谱进行分析，结论如下：
（1）直流偏置Z00和载波谐波Zm0均为0，故IPODPWM的相电压不含直流偏置和载波谐波。
（2）基波分量Z01=jEM，故IPODPWM的相电压基波幅值为EM。
（3）基带谐波Z0n只在n=3的奇数倍时存在，故IPODPWM的相电压只在基波3的奇数倍频处存在基带谐波。
（4）边带谐波Zmn只在n为奇数时存在，故IPODPWM的相电压只在n为奇数时在载波倍频附近存在边带谐波。
从直流电压利用率角度，定义调制比mi为
（9）式中，V为输出相电压基波幅值。为分析IPODPWM的直流电压利用率，首先推导IPODPWM作用下的相电压基波最大幅值。由2.2节可知，IPODPWM的三相调制波表达式为
（10）
式中，M为正弦波标幺化后的幅值。由式（10）分析IPODPWM波幅值随M和相位wbt的变化情况，如图11所示。
图11 IPODPWM波幅值变化情况
Fig.11 Changes in the amplitude of IPODPWM waves
分析图11，在M=1.154 7时，IPODPWM的调制波幅值可在60°相位处达到1，故IPODPWM的最大M值为1.154 7。作为对比，PODPWM的最大M值仅为1。IPODPWM和PODPWM的相电压基波幅值均为EM，则IPODPWM和PODPWM的相电压基波最大幅值分别为1.154 7E和E。
结合式（9）可知，IPODPWM和PODPWM的最大调制比分别为1和0.866，对应直流电压利用率分别为100%和86.6%，故IPODPWM可有效提升直流电压利用率。
由IPODPWM的相电压频谱分布可知，当载波比为偶数时，IPODPWM作用下的相电压不含偶次谐波，对应相电压波形满足半波对称。此外，当载波比为3的倍数时，使得相电压波形满足三相对称。同步调制要求相电压波形必须同时满足半波对称和三相对称[21]，故IPODPWM可在3的偶数倍载波比下实现同步调制。
分别令载波比为6和12，分析IPODPWM在3的偶数倍载波比下的开关频率，如图12所示。
图12 IPODPWM的开关频率分析
Fig.12 Switching frequency analysis of IPODPWM
定义载波频率为fc，基波频率为fb，由图12可知，当载波比为6时，各功率器件开关频率均为3fb，对应同步3次调制；当载波比为12时，各功率器件开关频率均为6fb，对应同步6次调制。推论可得：
（1）当载波比为3的偶数倍时，IPODPWM作用下的各功率器件开关频率均为fc/2。
（2）在3的偶数倍载波比下，IPODPWM可实现同步（fc/2fb）次调制。令载波比由高到低分别为24、18、12、6，则IPODPWM可实现相电压波形满足三相对称和半波对称的同步12、9、6、3次调制。
在保证开关频率不超过450Hz的前提下，设计基于IPODPWM的同步调制策略如图13所示。
图13 基于IPODPWM的同步调制策略设计
Fig.13 Design of synchronized modulation strategy based on IPODPWM
利用PSIM软件搭建三电平NPC变流器模型，对本文所提IPODPWM及其中点电位平衡控制策略的有效性进行验证。仿真条件为直流侧电压200V，基波频率50Hz，调制比0.95。仿真结果如图14和图15所示。
图14a为传统PODPWM作用下的相电压波形。由图14a可知，传统PODPWM会导致相电压出现TLJ，且在调制比0.95下，其正弦波幅值超过了1，处于过调制状态。
图14 IPODPWM的仿真结果
Fig.14 Simulation results of IPODPWM
图15 IPODPWM中点电位平衡控制策略仿真结果
Fig.15 Simulation results of neutral voltage balance control strategy of IPODPWM
图14b为IPODPWM作用下的相电压波形及其快速傅里叶变换（Fast Fourier Transformation, FFT）分析结果。由图14b可知，IPODPWM通过在调制波过零点处选择使用特定方向的三角载波，可有效防止TLJ；在调制比0.95下，IPODPWM的调制波幅值小于1，不会出现过调制；在载波比12下，IPODPWM作用下的相电压不含偶次谐波和直流偏置，主要谐波为3次谐波，对应基带谐波。其余谐波有11次、13次、23次谐波，对应载波倍频附近的边带谐波。以上谐波分布与IPODPWM的相电压频谱理论分析结果一致。
图14c为传统PODPWM和IPODPWM的共模电压Ucom对比。由图14c可知，IPODPWM和传统PODPWM的Ucom最大值均为直流电压值的1/6，但相比传统PODPWM，IPODPWM可在降低Ucom最大值的同时降低Ucom的变化率。
图15为IPODPWM中点电位平衡控制策略仿真结果。其中，直流侧上端电压Udc1初值设为150V，下端电压Udc2初值设为50V。
图15的仿真结果证明了IPODPWM中点电位平衡控制策略的有效性，在出现中点电位不平衡问题时，通过在中矢量对应的调制波上叠加特定零序分量，来等效调节中矢量的作用时间，从而使得IPODPWM作用下的中点电位重新趋于平衡。
图14和图15的仿真结果证明了本文所设计IPODPWM及其中点电位平衡控制策略的有效性：可以防止TLJ、降低Ucom的最大值和变化率、提高直流电压利用率并控制中点电位平衡，故其相比传统PODPWM更适用于三电平NPC变流器。
为验证仿真结果的正确性和所设计基于IPODPWM同步调制策略的有效性，搭建了如图16所示的三电平NPC变流器样机。该实验平台通过VME（versa module eurocard）机箱进行控制，功率器件选用英飞凌公司的FZ300R12KE3G。
图16 三电平NPC变流器样机
Fig.16 Three-level NPC converter prototype
实验条件如下：直流侧电容4 700mF，逆变输出负载为4mH电感串联6.6W 电阻。使用Tektronix MDO3024数字示波器来记录实验波形，实测的实验结果如图17和图18所示。
图17 IPODPWM的实验结果
Fig.17 Experimental results of IPODPWM
图18 同步IPODPWM的实验结果
Fig.18 Experimental results of synchronized IPODPWM
图17a～图17c为直流侧电压200V、基波频率50Hz和载波比12下，传统PODPWM和IPODPWM的实验结果。从中可得到以下结论：
（1）对比图17a和图17b，传统PODPWM作用下的三相电压存在TLJ，而IPODPWM可以有效防止TLJ，从而克服了传统PODPWM的缺陷。
（2）分析图17b，在3的偶数倍载波比下，IPODPWM作用下的相电压不含偶次谐波，其主要谐波为3次谐波，对应在基波3的奇数倍频处存在的基带谐波；其余谐波有11次、13次、23次、35次、37次谐波，对应n为奇数时在载波倍频附近存在的边带谐波，其中n代表基带索引变量。
（3）对比图17c，传统PODPWM和IPODPWM均可将共模电压Ucom的最大值降为直流电压值的1/6。但IPODPWM具有更低的Ucom变化率，故其具有更优的Ucom性能。
图17d为直流侧上端电压Udc1初值150V、下端电压Udc2初值50V时，使用IPODPWM中点电位平衡控制策略前后的直流侧电压变化情况。在使用中点电位平衡控制策略后，Udc1和Udc2逐渐恢复平衡，从而证明了本文所提IPODPWM中点电位平衡控制策略的有效性。
令基波频率由低频到高频变化，依据图13所设计的基于IPODPWM的同步调制策略的实验结果如图18所示。分析可知，IPODPWM可分别在载波比为24、18、12、6时，实现输出相电压波形满足半波对称的同步12、9、6、3次调制。即在3的偶数倍载波比下，IPODPWM可实现同步（fc/2fb）次 调制。
以上实验结果验证了本文所提IPODPWM及其中点电位平衡控制策略的有效性，其可有效防止TLJ并降低Ucom变化率，且其能够控制中点电位平衡并可在3的偶数倍载波比下实现输出相电压波形满足半波对称的同步调制，故其适用于三电平NPC变流器。
传统PODPWM可降低共模电压，但存在TLJ和难以添加中点电位平衡控制策略的缺陷，这限制了其在三电平NPC变流器中的应用。
针对传统PODPWM存在的缺陷，本文首先分析了PODPWM作用下防止TLJ的方法，在此基础上提出了可避免TLJ并提高直流电压利用率的IPODPWM。基于在中矢量对应调制波上叠加特定零序分量来控制中矢量作用时间的思想，设计了适用于IPODPWM的中点电位平衡控制策略。最后推导了IPODPWM作用下的共模电压、直流电压利用率、相电压频谱和开关频率，并进一步设计了基于IPODPWM的同步调制策略。
利用仿真和实验对本文所设计的IPODPWM及其中点电位平衡控制策略的有效性进行验证。结果表明，相比于传统PODPWM，本文所设计方法可以防止TLJ、降低共模电压变化率、提高直流电压利用率并控制中点电位平衡，故其更适用于三电平NPC变流器。
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Improved Phase Opposition Disposition Pulse Width Modulation Strategy for Three-Level Neutral Point Clamped Converter
Abstract The phase opposition disposition PWM (PODPWM) strategy of three-level neutral point clamped converter can reduce the common-mode voltage, but it has the defects of two-level jump (TLJ) and is difficult to design the neutral point voltage balance control strategy. Therefore, this paper first analyzes the basic principle of PODPWM and its equivalent space vector sequence. Accordingly, an improved PODPWM (IPODPWM) and its neutral point voltage balance control strategy for preventing TLJ are obtained by selecting the triangular carrier in a specific direction at the zero crossing point of the modulation wave and superimposing a specific zero sequence component on the modulation wave. Finally, the common mode voltage, DC voltage utilization, phase voltage spectrum and switching frequency under IPODPWM are derived, and a synchronized modulation method based on IPODPWM is designed. Simulation and experimental results show that the IPODPWM proposed in this paper can avoid the two-level jump of phase voltage and control the neutral point voltage balance, and has the advantages of small common-mode voltage and high DC voltage utilization.
keywords：Three-level, phase opposition disposition PWM, two-level jump, neutral point voltage balance, common-mode voltage
中图分类号：TM464
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.191830
国家重点研发计划高速磁浮交通系统关键技术研究课题（2016YFB1200602-20）、国家重点研发计划电力电子变压器及其控制策略研究与应用课题（2017YFB1200901-14）资助项目。
收稿日期 2019-12-26
改稿日期 2020-03-29
高 瞻 男，1993年生，博士研究生, 研究方向为大功率电力电子变流器控制技术。E-mail: gz1993@mail.iee.ac.cn
赵 鲁 男，1984年生，副研究员, 硕士生导师, 研究方向为大功率变流器及高性能电机牵引控制技术。E-mail: zhaolu@mail.iee.ac.cn（通信作者）
（编辑 崔文静）