图1 混合式直流断路器原理
Fig.1 Principle diagram of hybrid DC breaker
摘要 高压直流断路器是柔性直流电网的核心装备，在数毫秒内分断高达25kA的大电流，分断过程会产生强烈的电磁骚扰，可能导致与绝缘栅双极型晶体管（IGBT）直接相连的驱动和控制电路无法工作。由于缺乏针对直流断路器位于高电位驱动的电磁干扰考核方法，导致驱动设计没有标准可依。该文通过理论分析和试验测试相结合，对分断时电磁瞬态过程进行数学建模，定性分析端口产生的电磁干扰原因，并在实验室首次测试了500kV混合式直流断路器样机在大电流分断时，集电极和发射极（VCE）、门极驱动（VGE）和电源等端口干扰信号，提炼了时、频域干扰特征。通过将测试结果与现有电磁干扰试验标准对比，表明VCE/VGE在开断过程的干扰特征与浪涌和阻尼振荡波接近，而电源干扰特征更接近阻尼振荡波，设计中应重点考虑这两个试验项目。
关键词：500kV直流断路器 电磁骚扰 电流分断 干扰测试
高压直流断路器是构建直流电网最重要的设备之一[1-5]，可实现系统的运行方式切换、故障隔离与清除，是防止事故扩大、保障电网安全运行的关键设备，也是形成电力网络的必要基础[2, 5]。近十年来，国内外专家、学者对高压直流断路器开展了大量技术研究，研制了样机[6-8]，并于2016年在舟山五端系统中首次实现了200kV直流断路器的工程应用[6]，2019年，张北四端直流电网中实现500kV直流断路器的工程示范[7]。
根据直流断路器的主流技术路线，可将其分为新型机械式直流断路器[8]和混合式直流断路器[9-12]两种方案。其中，混合式直流断路器（以下简称直流断路器）由超高速机械开关和大量半导体组件串并联构成。与传统的位于地电位控制室的二次控制设备不同，直流断路器半导体组件的二次驱动位于高电位，与一次设备直接相连、就近布置。以500kV直流断路器为例，在数毫秒内开断过程中，大量绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT）需要关断高达25kA的电流，会产生复杂的瞬变电磁骚扰，可能影响与其就近连接的驱动正常工作。
GB/T 38328—2019中7.9节未直接规定直流断路器的电磁干扰试验[13]，而是引用GB/T 11022—2011中6.9节辅助和控制回路的抗干扰性试验。标准建议选用电快速瞬变脉冲群和振荡波抗扰性试验对二次部件进行测试[14]。但是该标准是总结现有的交流开关设备的运行经验和工况分析，试验对象也是针对交流开关设备的控制部分，而直流断路器属于新型设备，直接引用标准可能存在试验方法不当和考核应力不足的情况。
文献[15]针对基于高频供能的200kV直流断路器的供能系统驱动电源在开断过程中产生的差模电磁干扰进行机理分析，提出直流断路器3个换流支路的杂散电感和供能回路的杂散电感相互耦合是构成干扰的主要途径。文献[16]针对供能系统内部共模-差模转化机理进行分析，提出直流断路器的对地分布电容、级联变压器的绕组层间电容和供能变对地电容是构成共模和差模干扰转化的通路。上述研究成果对于分析直流断路器开断过程电源的干扰问题具有重要意义，但尚缺乏对关键端口的分析和测试。
从结构角度而言，直流断路器是由半导体器件、金属结构件、快速机械开关和避雷器构成[12]，包含大量IGBT、阻容回路、通流母排和金属屏蔽罩，具有结构复杂、零部件众多、空间布局紧凑的特点，建模存在不准确的问题，因而其大电流分断过程中的瞬态骚扰特性难以通过理论分析或仿真计算获得。因此，本文主要采用理论定性分析和试验直接测试相结合的方法，对直流断路器的分断过程电磁瞬态特性进行分析。
由于电流转移支路是直流断路器分断的主要部件，保证其正确动作是设计的重点考虑内容，主支路的分析方法类似。本文的研究思路为：首先，通过研究转移支路的拓扑结构，建立电流转移过程的瞬态电路模型，并推导关键端口的电磁干扰数学特征，从而明确直流断路器电磁瞬态问题成因，以及关键端口的瞬态电压变化趋势；然后，利用一台研制中的500kV混合式直流断路器样机，对其1/5层进行分断试验，测试了大电流分断过程中关键端口的瞬态电磁骚扰波形，接着对测试数据进行分析，提取时域和频域特征；最后，根据现有国/行标对于电磁干扰试验要求，给出针对本文的500kV直流断路器需要开展的电磁干扰考核内容，试验结果对于其他电压等级和类型的断路器具有借鉴意义。
直流断路器由主支路、转移支路及能量吸收支路构成[7, 12]，混合式直流断路器原理如图1所示。主支路由快速机械开关和少量全桥模块串联，转移支路由大量串联的二极管桥式模块构成，能量吸收支路由多组避雷器串并联构成。
直流断路器分断过程为主支路、转移支路和能量吸收支路按照控制时序实现转移和分断[12]，其电气应力如图2所示。
图2中，im、it和ia分别为主支路、转移支路和能量吸收支路电流，ut为暂态分断电压。图2中第一次换流过程是指从主支路IGBT关断到电流完全从主支路转移到转移支路，第二次换流过程是指从转移支路IGBT关断到电流完全转移到耗能支路。这两个过程均伴随着IGBT快速关断、子模块内部换流，以及支路电流转移的复杂过程。
图1 混合式直流断路器原理
Fig.1 Principle diagram of hybrid DC breaker
图2 直流断路器分断电气应力
Fig.2 Breaking electrical stress of DC breaker
直流断路器的高电位驱动是直接影响分断成功的关键二次设备，具有控制驱动IGBT开通和关断，启动IGBT保护等功能。关键端口如下：
（1）集电极-发射极电压uCE，其主要功能是检测其两端电压，防止IGBT由于干扰造成误动，或者关断过冲而击穿。
（2）门极驱动电压uGE，用以驱动IGBT工作，是保证IGBT正确开通和关断的关键变量。在关断过程中，其关断电流的变化趋势几乎完全受控于门极驱动信号，关断时间仅为5～10ms，由于IGBT关断电流接近额定值的3～4倍，快速变化的电流容易造成驱动信号干扰。
（3）电源用以保证IGBT驱动正常工作，直流断路器的电源是通过位于地电位的隔离变压器、阀塔内部层间变压器和磁环将能量送至驱动板，回路中存在较多的感应环节，在分断大电流过程中，由于电流的突变，容易造成电源的波动。
驱动端口测试示意图如图3所示，驱动端口uGE直接和IGBT的门极相连接，检测端口uCE和IGBT的发射极和集电极相连接，为了统一定义，后文中将其称为IGBT端口。
图3 驱动端口测试示意图
Fig.3 Test scheme of driver port
由第1节工作原理可见，直流断路器分断过程中伴随着复杂的“宏观换流”和“微观换流”过程。具体包括子模块IGBT关断、二极管反向恢复、支路间电流转移等。根据其分断时序[12]，可将其分为以下五个子过程：
1）S1：第一次换流过程。电流从主支路转移至转移支路，此时，转移支路两个并联IGBT处于开通状态，由于器件载流子复合差异、结构回路杂散电感差异等，电流存在动态均流问题，导致两个IGBT的dit1/dt和dit2/dt的数值不同，叠加两个支路的电感差异，使得两个IGBT的电压出现偏差[17-18]。
根据500kV直流断路器转移支路子模块的结构，两个并联IGBT和驱动构成的等效电路如图4所示。图中，C、G和E分别为IGBT器件的集电极、门极和发射极，
、
和
分别为驱动的对应的检测端，
为驱动和器件的检测线路杂散电感，Ls1、Ls2、Ls3和Ls4为驱动和器件之间的驱动线的引线电感，Lt1和Lt2分别为器件压接母线和器件自身的杂散电感，Lts为两个IGBT器件之间电流通路不对称部分的杂散电感之和。
图4 并联不对称IGBT回路影响
Fig.4 Influence of parallel connected IGBT
对图4的电路列KVL方程求解，为了简化分析，假设IGBT开通电压为uon，由datasheet的伏安特性曲线可知，在通态时该值随着电流增大，幅值略有增大。解析得到两个IGBT的端口电压和驱动端口的电压为
（1）式中，uCE_IGBT1、uCE_IGBT2分别为两个器件上的电压；udriver_CE为驱动电压。可见，在第一次换流过程中，uCE_IGBT1的电压为IGBT1的开通电压，其值几乎不变，而uCE_IGBT2为IGBT2的开通电压和支路杂散电感感应电压之差。驱动CE检测端电压为两个支路的杂散电感与驱动的
杂散电感感应电压总和。
为了求取驱动侧门极电压，假设驱动线路中的杂散电感Ls3和Ls4对称，不妨设二者相等，且由于Ls3
Lt1，经过简化分析得到门极驱动电压满足
（2）式中，uGE、
和
分别为器件门极、驱动-器件环路和驱动门极电压。驱动板检测到的电压为器件的门极电压和驱动-器件环路电压差。
2）S2：子模块IGBT关断过程。由直流断路器的工作原理[12]，当机械开关达到额定开距后需要关断转移支路子模块IGBT，此时电流开始对与之并联的电容充电，由于IGBT关断的时间约为数ms，该过程中转移支路电流it几乎不变。其电流转移通路如图5中回路①所示。
图5 并联不对称IGBT回路影响
Fig.5 Influence of parallel connected IGBT
设LtC为电容器支路的杂散电感，Ct为子模块电容器，It为转移过程中电流。对图5回路①列KVL方程，可解析得到IGBT的电压微分方程为
（3）
为了对式（3）进行简化，文献[19]认为IGBT的关断过程为场效应管（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, MOSFET）控制和双极结型晶体管（Bipolar Junction Transistor, BJT）两个器件的复合控制。MOSFET的控制过程可以理解为门极电容通过驱动电阻放电，将该过程用指示函数代替，拖尾过程为小电流长时间衰减，此时di/dt较小，可用小常数简单代替，则关断过程IGBT的电流可表示为
（4）式中，a1, a2、b1, b2和c1, c2为IGBT关断电流拟合系数，可根据datasheet获得。将式（4）代入式（3），进一步计算求解器件电压为
（5）
可见，IGBT端电压波形为复杂的双指数函数和二次曲线。
3）S3：第二次换流过程。第二次电流转移过程中，流向电容的电流开始逐渐衰减，流向金属氧化物变阻器（Metal Oxide Varistor, MOV）的电流逐渐增大。由于子模块二极管存在反向恢复过程[20]，在换流过程中不可避免地会出现电压瞬变。
二极管反向恢复过程电压和电流变化如图6所示，二极管的反向恢复期包含两个阶段，第一个是电流逐渐下降的正向diF/dt，此时电流从正向开始逐渐变为反向，意味着子模块电容存在反向放电。当达到反向电流峰值Irr时，反向电流开始逐渐衰减，其衰减过程遵循指数形态，此时的电流为第二阶段即恢复过程，为正向diR/dt。电压在trs之前为正向电压，在trf阶段逐步达到反向电压峰值URP，最后衰减为UR。
图6 二极管反向恢复过程电压和电流变化
Fig.6 Voltage and current during the reverse recovery process of diode
在trs阶段以前，对换流过程中的电流变化过程进行线性拟合，在trf阶段按照指数进行拟合，则转移支路电流可表示为
（6）式中，变量k、b为线性拟合系数；Irr为反向电流最大峰值；trr为指数拟合常数；T1为反向峰值电流转折点；T2为恢复期结束时间。
由图6可知，二极管的反向恢复期特性用数学表达十分复杂，对其也进行简化，将其等效为可变阻抗。
定义
（7）式中，uD、iD分别为二极管的电压和电流；r(t)为等效阻抗。第二次换流过程的电流回路如图5中回路②所示。对其列KVL方程，可解析得到
（8）
（9）由式（8）和式（9）可见，在二极管反向恢复过程中，两个IGBT的端电压几乎相等，回路中Lts的存在使得二者存在差异。波形呈现非常复杂的二次函数和指数衰减的先增后减的变化趋势。
4）S4：避雷器能量吸收阶段。振荡过程暂态等效电路如图7所示。在换流完成之后，回路中的杂散电感不再作用，此时的IGBT、二极管以及MOV为静态分压关系，如图7中回路①所示。
图7 振荡过程暂态等效电路
Fig.7 Transient equivalent circuit during oscillation
对图7中的回路①列出KVL方程，可解析得到IGBT和MOV和电容的分压关系为
（10）式中，N为子模块串联数；UMOV、ut_C分别为避雷器残压和电容电压之和。由式（10）可见，在能量吸收阶段，IGBT的端电压为静态电压，不再随着时间而变化，因此几乎不存在干扰现象。
5）S5：高频振荡过程。在电流完成分断后，MOV支路的杂散电容存储有残余能量，将和主电路电容、转移支路的杂散电容谐振，回路分别为图7的①和②。图中，C和L分别为系统等效电容和电抗，Lt和LMOV分别为转移支路和MOV支路的回路杂散电感，r为系统等效电阻。
为了进一步阐述上述两个回路的振荡过程，需要做如下简化：回路①为避雷器寄生电容CM和主回路电容C串联，CM为MOV多组避雷器阀片的寄生电容，远小于主电路电容C，在计算时忽略C的影响，仅用CM代替振荡回路电容。同样地，回路②的转移支路模块寄生电容Cs2也远小于MOV的寄生电容CM，因此，回路②也用Cs2进行简化计算。
在计算IGBT的端电压时，需要考虑IGBT存在的结电容，分别为CCE、CCG和CGE，如图7所示。设电流过零时，避雷器的电压为UP，则IGBT子模块的端口电压可表示为
（11）其中
式中，N为子模块数；Ct为子模块电容；Lst为子模块等效杂散电感；Cs2为子模等效杂散电容。Ct远远大于IGBT的结电容和子模块杂散电容。
由式（11）可见，IGBT的端口电压变化趋势可近似看作是指数包络正弦的振荡衰减波形，而驱动电压为IGBT的结电容分压关系，基本趋势类似。
在MOV吸收过程，转移支路子模块二极管已经截止，此时的振荡主要是二极管的结电容和子模块内部的杂散电容、电感进行振荡，形成高频干扰。根据图7的子模块内部电流回路③和④，可列出方程为
（12）式中，uD1～uD4为二极管的结电容电压；is1, is2为回路③和④的环路电流。
由于IGBT两端电压为两个二极管电压之和，进一步地，可将IGBT电压表示为
（13）IGBT的峰-峰值为端压减去稳态电压，根据图7，其稳态电压等于电容电压
，由式（13），得到峰-峰值为
（14）
可见，IGBT上的电压峰-峰值由二极管2的杂散电容对子模块内部杂散电感放电的振荡过程引起，由于二极管2的杂散电容和回路杂散电感LtC均较小，且振荡电压的峰-峰值受到Ct钳位，该峰-峰值变化范围不会太大。
通过上述讨论可见，在直流断路器的分断过程中，其支路换流过程、IGBT大电流关断过程、二极管反向恢复过程、避雷器电流过零后的谐振过程，均会在断路器的子模块IGBT两端产生瞬态电磁骚扰。
直流断路器分断试验电路[21-22]如图8所示，由充电机通过限流电阻对电容充电，试验过程中，在直流断路器处于合闸状态下，通过控制晶闸管阀VT，使得电容C对L放电，延迟几百微秒后对直流断路器下发分断指令，从而完成试验。试品为500kV断路器的一层，即100kV模块，此时的最大暂态分断电压为160kV[7]，为整机电压的1/5。
图8 直流断路器分断试验电路
Fig.8 Test circuit of DC beaker
试验电路参数为：电容3mF，电感3.6mH，最大分断电流25kA，分断时间为3ms。IGBT的器件为5SNA3000K452300，额定参数4.5kV/3kA，快速恢复二极管为5SDF 28L4521。
被测端口与一量程达7kV的高压探头一次侧连接，高压探头的二次侧与示波器连接，示波器通过光纤与远端的遥控计算机连接。为了增加测量系统抗电磁干扰的能力，示波器采用电池供电。示波器、电池及光纤收发器均放置于金属屏蔽箱。屏蔽箱的外壳与被测阀层的平台电位做等电位连接。该测量系统可以测量上升沿纳秒级的瞬态信号，已成功应用在1 000kV GIS试验平台、500kV GIS变电站的开关操作瞬态电磁骚扰测试[23-25]。
500kV高压直流断路器的最大分断电流为25kA，选择0～25kA的几组电流进行测试。
1）换流过程瞬态干扰分析。图9a为25kA分断电流时主支路、转移支路和避雷器的电流、整机分断电压以及驱动和IGBT端口的测试结果。第一次分断过程局部放大如图9b所示，两个端口信号在换流过程均存在不同程度的骚扰，且第一次换流过程中骚扰相对较小。第二次换流过程由于关断电流较大，干扰也相对较大，如图9c所示。
由图9b和图9d可见，第一次换流过程中，换流时间约为230ms，其中上升时间为92ms，下降时间为139ms，在IGBT的驱动侧检测到uCE干扰峰值约为318.3V，驱动侧检测到uGE约为-108V。由式（1）可知，IGBT的端口电压为电流在器件支路的杂散电感Lt1、Lt2、Lts和Ls3上感应的电压，换流过程逐渐加快，di/dt逐渐增大，IGBT端口电压也增大，待换流完成后，杂散电感上储能能量逐渐释放，电压也衰减至零。
图9 25kA电流分断时转移支路端口测试结果
Fig.9 Test results of transferring branch breaking 25kA current
由式（2）可知，驱动的门极电压为门极回环的杂散电感感应电压和IGBT门极电压之差，因为IGBT门极电压几乎为19V不变，而感应电压为正向，因此，测到的驱动板上电压为负。由式（1）、式（2），uCE_IGBT和uGE_driver电压的核心控制变量均为IGBT的di/dt，从图9b试验波形可见，二者的变化趋势几乎相同。
在图9c中，第二次换流时间仅为63ms，在IGBT关断过程中，uCE_IGBT出现了关断尖峰，整体电压呈现上升趋势，波形和式（5）的表达趋势接近，为复杂的曲折上升态势，最大电压峰值达到1 908V。在IGBT关断完成后，电流对子模块电容充电直到避雷器达到保护水平，此时电流开始从电容在极短时间向避雷器反向流动，回路中的二极管进入反向恢复期，该过程引起的干扰电压约为2 650V。由式（8）、式（9），该过程中电压的变化规律出现振荡，意味着在恢复期二极管的阻抗逐渐恢复，而不是在正向导通时呈现的“零阻抗”状态，该过程电压的变化趋势呈现二次函数曲线和指数衰减特征。
驱动电压的变化规律服从式（2），为门极回环的杂散电感感应电压和IGBT门极电压之差，与第一次换流时IGBT的电流逐渐增大不同，此时IGBT关断过程中电流开始逐渐衰减，杂散电感感应的为反向电压，因此，驱动电压开始逐渐变大，由图9c可见，最大的电压峰值达到380.2V。
二极管截止后，IGBT的电压为子模块电容和避雷器电压的分压关系，由图9c和图9d可见，此时转移支路电流为零，避雷器的电流为最大，IGBT端口电压瞬间分别跃变至约3 970V和3 400V，而后逐渐减小至稳态值，驱动侧由于测量电容的存在，电压相对缓慢上升至最大3 360V，由式（10）可知，之后的电压为静态分压，三者测试电压相等，该过程不存在瞬态干扰。
2）振荡过程瞬态干扰分析。如图10所示，在避雷器电流降为零后，IGBT端口波形出现由一系列微脉冲组成的宏脉冲。提取25kA分断时的微脉冲进行频谱特征分析。由于电容电压支撑，叠加干扰后uCE_driver的最大电压达到3 448V，最低约为3 300V，区间振荡峰-峰值约148V，振荡主频约为25MHz。
图10 转移支路驱动信号分析
Fig.10 Driver signal analysis of transferring branch
由式（11）可见，IGBT的振荡电压可近似为指数包络正弦衰减的变化曲线，由图10a可见，波形的主要变化趋势与式（11）接近，决定因素主要为转移支路和MOV支路的杂散电感LMOV和Lt，以及MOV的分布电容CM和转移支路的等效电容Ceq。驱动的干扰电压同样呈现振荡衰减特征，对其信号进行分析后，其稳态电压为-19V，干扰电压的峰-峰值约为62.88V，主频约为20MHz。式（11）将驱动的瞬态电压描述为IGBT端压分压关系存在误差，但波形的大体趋势接近，说明IGBT器件和驱动电路内部串扰更加复杂。
总结不同分断电流时骚扰电压的最大峰-峰值up-pmax，宏脉冲持续时间tmax、微脉冲持续时间tmic以及骚扰主频率f统计，驱动板骚扰信号分析结果见表1。
表1 驱动板骚扰信号分析结果
Tab.1 Interference analysis of driver
分断电流/kA端口up-pmax/Vtmax/mstmic/nsf/MHz 4uCE_driver153.718.178014.29 uGE_driver42.418.120020.78 13.7uCE_driver170.313227015.38 uGE_driver53.713227021.05 23uCE_driver168.260.519022.22 uGE_driver59.760.519022.22 25uCE_driver148.11421025 uGE_driver62.881421020
从表1可以看出，端口干扰电压峰-峰值随着分断电流变化的趋势不明显，在4kA分断电流时，干扰电压为153.7V，25kA分断时最大干扰电压为148.1V。驱动端口干扰电压峰-峰值变化规律也不明显，约为42.4～62.88V。微脉冲的持续时间从4kA的780ns到25kA的210ns，呈现一定的分散性，宏脉冲的持续时间也存在一定的分散性，在4kA时为18.1ms，25kA时为14ms，而在13.7kA分断时，约为132ms，骚扰的主频的变化范围并不大，约为14～20MHz。
可见，高频振荡的干扰特征与分断电流关系不明显，但范围却都相对集中。由图9可见，在避雷器电流过零后的振荡主频约为33kHz，而施加在IGBT端口的干扰电压振荡频率高达20MHz，由式（14）可见，该振荡过程主要由子模块内部的杂散电感Lst和CD1、CD2振荡形成，而避雷器过零后断路器的振荡电压来自于MOV分布电容和转移支路的杂散电感以及子模块内部的电容Ct和杂散电感Lst等，具体分析见式（11），这表明干扰与直流断路器的内部设计有重要联系，理论分析和试验测试结果对于设计具有意义。
图11为分断25kA电流时供能磁环端口的骚扰电压测试波形。由图可见，驱动电源的磁环电压在第一次换流、第二次换流和电流过零时分别产生了高频电磁干扰。统计4～25kA详细数据结果见表2，n为脉冲数，tr为上升时间。
图11 电源端口测试信号分析
Fig.11 Power port signal analysis
表2 电源端口骚扰信号分析结果
Tab.2 Interference analysis of power port
分断电流/kAup-pmax/Vtmax/msntmic/mstr/nsf/MHz 464.690.2193.28603.47 13.769.090.5066.88602.96 2367.380.7957.04303.18 2565.280.8929.92162.99
由表2可见，随着分断电流的增大，骚扰持续时间也增大，微脉冲个数减小，上升时间变短，表明干扰的强度愈发强烈。电源端口骚扰主频相对集中，为3MHz附近，最大骚扰电压发生在13.7kA分断时，为69.09V。
GB/T 11022—2011中关于辅助和控制回路的抗扰性试验规定[14]：采用电快速变脉冲群和阻尼振荡波抗扰性试验进行考核。试验的关联工况是模拟在交流和直流线路故障时，开关在主回路和二次回路中开合引起的工况。电快速瞬变脉冲群试验的重复率为5kHz，试验电压为2kV，需要针对电源接口、机箱接地接口和信号接口等进行试验。阻尼振荡波抗扰性试验需要在100kHz和1MHz下开展，差模试验电压为0.5kV，共模为1kV，试验对象是电源接口和信号接口。通过第3节直流断路器测试结果可见，电快速脉冲群无法满足断路器的干扰频率要求。
GB/T 17626.5—2016对浪涌试验的电压波形特征进行了详细规定[26]。具有两种波形特征，一是电压上升/下降时间分别为1.2/50ms，另一种电压波形上升/下降时间为10/700ms。试验电压等级共有4档和X级，4档电压分别为0.5kV、1.0kV、2.0kV和4.0kV，X级为超出或者自定义试验参数。
由测试结果可知，两次换流过程的电压波形特征接近浪涌试验波形，从波形特征对比：第一次换流过程中的uCE最大电压为318V，uGE的最大电压为-108V，波形的上升时间为92ms，下降时间为139ms；第二次换流过程上升时间为63ms，电压上升之后不再变化，最大电压为3 970V。这两种波形较为符合第二种浪涌标准波形。在对驱动板进行试验时，建议优先考虑采用10/700ms，原因是波形上升过程与IGBT的测试结果较为接近，且能量更大，而1.2/50ms的波形持续时间均较短。因为，从持续时间对比，同等电压下上升时间越长意味着考核能量更大。
GB 17626.18阻尼振荡波[27]分为两种类型：一种为慢速阻尼振荡波，振荡频率为100kHz和1MHz，共模试验电压为0.5kV、1kV和2kV，差模为0.25kV、0.5kV和1kV，电压上升时间为75ns；另一种为快速振荡波，频率为3MHz、10MHz和30MHz，试验电压为0.5kV、1kV、2kV和4kV，电压的上升时间为5ns，X电压等级可以高于、低于或者在其他等级之间。通过对避雷器电流过零后的振荡过程和电源端口在分断过程的干扰进行分析，主频分别在14～20MHz和2～5MHz，因此，对于驱动板端口的试验参数应选用快速振荡波进行考核，试验电压建议0.5kV。
由第2节分析，直流断路器的电磁瞬态现象和子模块的电流关断和转移过程息息相关，因此，电磁干扰试验对象应为子模块或者由子模块构成的阀段，试验端口应至少包含IGBT和驱动以及电源端口。例如，在对驱动的C、E进行电磁干扰试验时，若缺乏IGBT，则器件的结电容分压、IGBT的开通关断过程均无法得到复现，导致试验结果缺乏信服力。这是直流断路器高电位驱动的电磁干扰试验与传统地电位控制设备试验的差别。
考虑到直流断路器运行工况，除上述两种可以依据的标准之外，还可在其他型式试验，如关合试验、分断试验、重合闸试验、端间操作冲击试验和隔离开关拉弧试验过程中，通过监测断路器的状态进行间接评价。要求在试验过程中，子模块不会误触发、快速机械开关不会误动作、控保装置不会发送错误信号、组件不会出现故障等。
本文的研究对象为500kV混合式直流断路器分断过程中uCE、uGE和电源端口的瞬态干扰电压，通过对分断过程进行数学建模，揭示了端口干扰电压瞬态过程的变化趋势和规律。同时，采用试验手段，提取了分断过程瞬态干扰数据的时、频域特征，量化了干扰强度。结合现有的电磁干扰试验标准，指出了驱动设计中应该重点关注和考核的问题。形成的结论有：
1）混合式直流断路器分断过程瞬态电磁干扰的本质原因是由IGBT和二极管的开通和截止动态过程引起，尤其是在大电流关断过程中，高di/dt和内部的杂散参数相互作用造成干扰非常复杂。
2）两次换流过程中产生的uCE干扰电压为复杂的指数上升振荡变化趋势，设计中应采用浪涌试验对子模块进行考核，以检验其抗干扰能力。
3）分断完成后振荡过程是由于避雷器和转移支路的寄生电容谐振引起的高频振荡，设计中应以快速振荡波对子模块进行试验考核。
4）设计中应减少子模块回路杂散电感，减少门极驱动线的长度以减少杂散参数，应加强电源外屏蔽效果设计，提高子模块的抗电磁干扰能力。
参考文献
[1] CIGRE B4-52 working group. HVDC grid feasibi- lity study[R]. Melbourne: International Council on Large Electric Systems, 2011.
[2] 汤广福, 罗湘, 魏晓光. 多端直流输电与直流电网技术[J]. 中国电机工程学报, 2013, 33(10): 8-17.
Tang Guangfu, Luo Xiang, Wei Xiaoguang. Multiter- minal HVDC and DC-gird technology[J]. Pro- ceedings of the CSEE, 2013, 33(10): 8-17.
[3] 温家良, 吴锐, 彭畅, 等. 直流电网在中国的应用前景分析[J]. 中国电机工程学报, 2012, 32(13): 7-12.
Wen Jialiang, Wu Rui, Peng Chang, et al. Analysis of DC grid prospects in China[J]. Proceedings of the CSEE, 2012, 32(13): 7-12.
[4] 汤广福. 基于电压源换流器的高压直流输电技术[M]. 北京: 中国电力出版社, 2010.
[5] 安婷, Andersen B, MacLeod N, 等. 中欧高压直流电网技术论坛综述[J]. 电网技术, 2017, 41(8): 2407-2415.
An Ting, Andersen B, MacLeod N, et al. Overview of sino-european HVDC grid technical forum[J]. Power System Technology, 2017, 41(8): 2407-2415.
[6] 裘鹏, 黄晓明, 王一, 等. 高压直流断路器在舟山柔直工程中的应用[J]. 高电压技术, 2018, 44(2): 403-408.
Qiu Peng, Huang Xiaoming, Wang Yi, et al. Application of high voltage DC circuit breaker in Zhoushan VSC-HVDC transmission project[J]. High Voltage Engineering, 2018, 44(2): 403-408.
[7] 汤广福, 王高勇, 贺之渊, 等. 张北500kV直流电网关键技术与设备研究[J]. 高电压技术, 2018, 44(7): 2097-2106.
Tang Guangfu, Wang Gaoyong, He Zhiyuan, et al. Research on key technology and equipment for Zhangbei 500kV DC grid[J]. High Voltage Engin- eering, 2018, 44(7): 2097-2106.
[8] 潘垣, 袁召, 陈立学, 等. 耦合型机械式高压直流断路器研究[J]. 中国电机工程学报, 2018, 38(24): 7113-7120.
Pan Yuan, Yuan Zhao, Chen Lixue, et al. Research on the coupling mechanical high voltage DC circuit breaker[J]. Proceedings of the CSEE, 2018, 38(24): 7113-7120.
[9] 葛国伟, 程显, 王华清, 等. 低压混合式直流断路器中真空电弧电流转移判据[J]. 电工技术学报, 2019, 34(19): 4038-4047.
Ge Guowei, Cheng Xian, Wang Huaqing, et al. Criterion of vacuum arc current transfer in low voltage hybrid DC circuit breaker[J]. Transactions of China Electrotechnical, 2019, 34(19): 4038-4047.
[10] 杨田, 刘晓明, 吴其, 等. 单向直流断路器拓扑与保护策略分析[J]. 电工技术学报, 2020, 35(增刊1): 259-266.
Yang Tian, Liu Xiaoming, Wu Qi, et al. Analysis on the unidirectional DC circuit breaker and protection strategy[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(S1): 259-266.
[11] 李帅, 赵成勇, 许建中, 等. 一种新型限流式高压直流断路器拓扑[J]. 电工技术学报, 2017, 32(17): 102-110.
Li Shuai, Zhao Chengyong, Xu Jianzhong, et al. A new topology of current limiting HVDC circuit- breaker[J]. Transactions of China Electrotechnical, 2017, 32(17): 102-110.
[12] Tang Guangfu, Wei Xiaoguang, Zhou Wandi, et al. Research and development of a full-bridge cascaded hybrid HVDC breaker for VSC-HVDC applications[C]// International Council on Large Electric systems, (CIGRE) 2016 Session, Paris, 2016: A3-117.
[13] 柔性直流系统用高压直流断路器的共用技术要求: GB/T 38328—2019[S]. 北京: 中国标准质检出版社, 2019.
[14] 高压开关设备和控制设备标准的共用技术要求: GB/T 11022—2011[S]. 北京: 中国标准出版社, 2011.
[15] Cui Xiang, Li Ying, Liu Yuan, et al. Analysis methodology for differential mode interference in energy supply system of hybrid DC breaker[J]. IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, 2019, 56(6): 1697-1706.
[16] 李盈, 崔翔, 张升, 等. 直流断路器供能系统内共模-差模干扰的产生机理分析与抑制[J]. 中国电机工程学报, 2020, 40(5): 1722-1730.
Li Ying, Cui Xiang, Zhang Sheng, et al. Generation mechanism and suppression measure of common- differential mode interference in energy supply system of hybrid DC breaker[J]. Proceedings of the CSEE, 2020, 40(5): 1722-1730.
[17] 刘盛福, 常垚, 李武华, 等. 压接式IGBT模块的动态特性测试平台设计及杂散参数提取[J]. 电工技术学报, 2017, 32(22): 50-57.
Liu Shengfu, Chang Yao, Li Wuhua, et al. Dynamic switching characteristics test platform design and parasitic parameter extraction of press-pack IGBT modules[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2017, 32(22): 50-57.
[18] 李辉, 胡玉, 王坤, 等. 考虑杂散电感影响的风电变流器IGBT功率模块动态结温计算及热分布[J]. 电工技术学报, 2019, 34(20): 4242-4250.
Li Hui, Hu Yu, Wang Kun, et al. Thermal distri- bution and dynamic junction temperature calculation of IGBT power modules for wind turbine converters considering the influence of stray inductances[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(20): 4242-4250.
[19] 丁骁, 汤广福, 韩民晓, 等. IGBT串联阀混合式高压直流断路器分断应力分析[J]. 中国电机工程学报, 2018, 36(6): 1846-1856, 1922.
Ding Xiao, Tang Guangfu, Han Minxiao, et al. Analysis of the turn-off stress on hybrid DC circuit breaker with IGBT series valve[J]. Proceedings of the CSEE, 2018, 36(6): 1846-1856, 1922.
[20] Ma C L, Lauritzen P O. A simple power diode model with forward and reverse recovery[J]. IEEE Transa- ctions on Power Electronics, 1993, 8(4): 342- 346.
[21] 丁骁. 混合式高压直流断路器运行试验方法研究[D]. 北京: 华北电力大学, 2018.
[22] 邓二平, 应晓亮, 张传云, 等. 新型通用混合型直流断路器用IGBT测试平台及测试分析[J]. 电工技术学报, 2020, 35(2): 300-309.
Deng Erping, Ying Xiaoliang, Zhang Chuanyun, et al. Novel general-purpose IGBT test platform for hybrid DC circuit breakers and analysis[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(2): 300-309.
[23] 胡榕. 特高圧交流气体绝缘开关设备的电磁瞬态特性研究[D]. 北京: 华北电力大学, 2016.
[24] Wu Hengtian, Cui Xiang, Liu Xiaofan, et al. Charac- teristics of electromagnetic disturbance for intelligent component due to switching operations via a 1100kV AC GIS test circuit[J]. IEEE Transactions on Power Delivery, 2017, 32(5): 2228-2237.
[25] Wu Hengtian, Jiao Chongqing, Cui Xiang, et al. Transient electromagnetic disturbance induced on the ports of intelligent component of electronic instru- ment transformer due to switching operations in 500kV GIS substations[J]. IEEE Access, 2017, 5: 5104-5112.
[26] 电磁兼容试验和测量技术: 浪涌(冲击)抗扰度试验: GB/T 17626.5—2016[S]. 北京: 中国标准出版社, 2016.
[27] 磁兼容试验和测量技术: 阻尼振荡波抗扰度试验: GB 17626.18—2016[S]. 北京: 中国标准出版社, 2016.
Electromagnetic Transient Modeling and Test of Hybrid DC Circuit Breaker
Abstract HVDC circuit breaker is the core equipment of the DC grid. It is required to cut off large currents of tens to thousands of amperes within a few milliseconds. The strong electromagnetic disturbance during the breaking process may cause interference, which will in return influence IGBTs and the proper work of the secondary equipment. Due to the lack of standards for electromagnetic driver tests, the theoretical analysis and testing are combined to analyze the electromagnetic transient process. After that, a test is firstly carried out in the laboratory to verify the actual collector emitter (VCE) and gate drive (VGE) in a 500kV hybrid DC circuit breaker with a maximum breaking current of 25kA, and the tests signals were further analyzed in both time and frequency domains to extract accurate interference characteristics. The results indicate that the interference characteristics of VCE/VGE during the breaking process is similar to the surge test and damped oscillation wave, while the power interference characteristics are closer to the damped oscillation waves. Therefore, these two kinds of anti-electromagnetic interference capabilities should be considered in design and test.
keywords：500kV DC breaker, electromagnetic interference, current breaking, interference test
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200917
中图分类号：TM46
先进输电技术国家重点实验室开放基金资助项目（GEIRI-SKL-2018-006）。
收稿日期 2020-07-24
改稿日期 2020-10-14
陈龙龙 男，1986年生，博士研究生，高级工程师，研究方向为高压直流输电换流阀、高压直流断路器和行波保护技术等。E-mail: chenlong_003@163.com.cn
魏晓光 男，1976年生，博士，教授级高工，研究方向为柔性交流输电、高压直流输电技术、高压直流断路器等。E-mail: weixiaoguang@geiri.sgcc.com.cn（通信作者）
（编辑 崔文静）