图1 带RD支路的MMC拓扑
Fig.1 MMC topology with RD branch
摘要 高频纳秒脉冲串治疗肿瘤已逐渐成为一种新的医疗手段，但发生器输出高频脉冲串时的开关损耗问题还有待进一步研究。因此该文提出一种基于辅助充电支路的模块化多电平变换器（MMC）拓扑。在MMC模块的一个MOSFET处并联二极管和电阻，为电容提供充电回路，消除充电电流对开关的导通损耗，提高脉冲发生器的稳定性。首先，对该文提出的拓扑结构进行原理介绍；其次，计算硬件参数并利用Pspice对拓扑结构进行仿真验证；最后，研制一台五级模块化的输出装置并进行性能测试。连续输出模式下：前沿20ns，后沿30ns，幅值为4kV；脉冲串输出模式下：最高串内频率1MHz的脉宽100～500ns、幅值0～4kV可调的纳秒脉冲串。开关温升测试表明，在该文测试条件下，RD-MMC相比于MMC的尾切开关温升减少约30%；同时，利用细胞溶液作为负载，测试电压电流波形稳定。该文研制的脉冲发生器为进一步研究高频纳秒脉冲串在生物领域的应用奠定了基础。
关键词：辅助充电支路 模块化多电平变换器 导通损耗 纳秒脉冲串 发生器
在生物医疗领域，脉冲电场治疗肿瘤技术已经成为了新的研究热点[1-6]。高频纳秒脉冲串因可以有效减少治疗时引起的肌肉收缩和轻微灼伤疼痛等问题[7-13]，引起了学者们的关注。但是在研究的过程中发现，随着脉冲频率的增加，脉冲发生器中的开关损耗也不断增加，影响开关的正常工作，使发生器的输出稳定性降低。为此还有待进一步提高发生器输出高频纳秒脉冲串时的稳定性。
随着固态开关技术的不断发展，将其与脉冲功率技术相结合产生高压脉冲。因此可以利用半导体固态开关的可控性、高频化和长寿命等优势来产生高频脉冲[14-15]。目前产生高频纳秒脉冲串的主要电路拓扑形式有两种：一种是Marx电路拓扑结构[16]，L. M. Redondo等利用Marx结构研制了一台脉冲发生器，通过灵活控制开关导通时序实现脉冲串的输出；王晓雨等同样利用Marx结构并结合桥式电路设计了一套高重频纳秒脉冲源[17]，在脉冲间隔内通过改变开关时序增加了充电时间，减少了脉冲串输出下的平顶降落。但是对于Marx结构而言，在多级叠加输出情况下普遍存在效率低的缺点。另一种是多开关串联结构[18-19]，高压电源直接向电容充电，放电时使用多开关串联承受高压。由于在给电容充电时是通过高压直流电源直接给电容充电，所以其电压的提升仅由直流电源的输出能力决定，限制了电压的升高。同时在放电的过程中由于开关的直接串联会导致均压不平衡问题的出现，所以需要设计合适的均压电路和缓冲电路来平衡开关上的电压。相比较而言，Marx电路有着电压叠加的效果，并且不需要考虑开关均压问题。然而除了多级叠加输出放电效率较低外，在给电容充电的过程中固态开关也参与其中，如果开关遭遇误触发，则会使电容不能正常充电，降低了发生器的稳定性；同时也应考虑开关的耐受能力[20]，即在输出高频脉冲串的情况下，充电时对开关的损耗也应被考虑在内，尽可能避免开关损耗过大。
现如今，由于模块化多电平变换器（Modular Multilevel Converter, MMC）的高效率、高度模块化和高冗余度，有部分学者开始将其应用于脉冲功率领域，但大多都用于产生微秒脉冲，且现有的充电方式还有些不足[21-24]：串联充电时需要考虑充电电压的大小；顺序充电增加了控制复杂性和效率；变压器隔离充电则需要设计整流、多个逆变电路以及昂贵的纳米晶磁心材料。考虑到Marx拓扑结构多级情况下的效率以及充电时的开关损耗问题，本文提出一种基于辅助充电支路的MMC高频纳秒脉冲发生器。在高频纳秒脉冲串下充电时无需开关动作，减轻了部分开关的工作损耗，提高发生器的稳定性。此外，由于脉冲的边沿对于细胞的影响也较大[25]，所以设计了尾切开关，提高脉冲的陡度。
本文研制的脉冲发生器设计参数如下：输出上升沿20ns，下降沿30ns，串内频率最高1MHz的脉宽0～500ns可调，幅值0～4kV可调的高频纳秒脉冲串。同时通过开关温升测试以及细胞负载测试表明，该发生器可以有效地消除充电电流对开关的损耗，并且在细胞负载下稳定工作。
图1为增加辅助充电支路的MMC拓扑。该模块包括一个电容、两个固态MOSFET开关（放电和尾切开关）、一个二极管以及一个电阻。通过控制两个开关的导通时序来实现电压的输出。
图1 带RD支路的MMC拓扑
Fig.1 MMC topology with RD branch
（1）式中，S1、S2分别为开关管S1、S2的触发脉冲。
由式（1）可知，当开关S1导通，S2截止时，输出端两端电压为Ui；当开关S1截止，S2导通时，输出端两端电压为0。RD支路主要是为电容充电提供路径，同时也能够保护开关S2，起到均压作用。
图2为基于辅助充电支路的模块化装置拓扑结构。整个装置的拓扑结构包括一个直流高压电源、n个充电电阻、n个级联放电子模块以及一个负载电阻。每个放电子模块中的电容均由高压电源直接通过充电电阻进行充电至UDC，充电时不需要开关动作，减少了充电时对开关的损耗。通过控制开关时序使各模块电容串联放电，在负载电阻上产生nUDC电压。
图2 基于辅助充电支路的模块化装置拓扑结构
Fig.2 Topology structure of modular device based on auxiliary charging branch
1.2.1 充电模式
充电过程示意图如图3所示。从图3可以看出，各级电容通过充电电阻和辅助支路充至VDC。充电时的电流不经过开关S11～S1n，即在整个充电过程中无需开关动作。
1.2.2 放电模式
放电过程示意图如图4所示。当开关S11～S1n导通时，各级储能电容C1～Cn串联放电。n个串联的电容在负载电阻上输出高压脉冲为
（2）式中，UDC为单个储能电容上电压。
图3 充电过程示意图
Fig.3 Schematic diagram of charging process
图4 放电过程示意图
Fig.4 Schematic diagram of discharge process
1.2.3 尾切模式
在实际的硬件制作当中，杂散参数是不可避免的。正是由于杂散参数的存在会使得脉冲的后沿缓慢，有时候ns脉冲就会拖尾至ms。往往这种情况对于高频脉冲串形式的放电不利，较长的拖尾会限制脉冲频率的上限。所以在尾切模式中通过导通尾切开关S21～S2n使脉冲的后沿尽可能地快，在一定程度上减少了杂散参数对于放电波形的影响，尾切过程示意图如图5所示。
整个工作过程的开关控制信号及输出波形如图6所示。在短时间内控制开关重复工作以产生脉冲串。放电开关S11～S1n导通产生单极性的脉冲，随后尾切开关S21～S2n导通实现脉冲的陡后沿。在放电和尾切开关之间设置一个死区时间约为20ns。可以看到，在此控制时序下产生的脉冲波形为串的形式，每两个串间的频率为串外频率，一般为1Hz。将串内沿时间轴放大观察可以看到有多个方波脉冲。
图5 尾切过程示意图
Fig.5 Schematic diagram of tail-cut process
图6 开关控制信号及输出波形
Fig.6 Switch control signal and output waveforms
不加和加辅助充电支路的尾切开关控制信号如图7所示。图7中，①表示不加辅助充电支路情况下（MMC）的尾切开关控制信号，其中粗实线表示导通状态。可以看到，在大部分时间内开关都处于导通状态。本文提到的加辅助充电支路情况下（RD- MMC）的尾切开关控制信号如图7中②所示，只有在尾切模式下尾切开关才会导通，这样就会减少开关的导通损耗。图8为固态开关的损耗组成[26]，主要包括开断损耗和导通损耗。开断损耗由开关导通和关断的时候产生，导通损耗为开关导通时在导通电阻上产生的焦耳热。
图7 不加和加辅助充电支路的尾切开关控制信号
Fig.7 Tail-cut control signals without and with auxiliary charging branch
图8 固态开关损耗组成
Fig.8 Solid state switching loss composition
通过减少开关的导通时间从而减少导通损耗，这一点在产生高频脉冲串电压时尤为重要，因为产生脉冲串时对开关的应力较大，容易造成开关的温升问题，所以多余的损耗需要尽可能地减少，保障开关能够稳定工作。
本文设计的装置输出脉冲串电压为4kV，所以设计了五级模块化的高压纳秒脉冲发生器。每级的电容充电电压为800V。直流电源为天津东文公司的DW-P102-1500AC17型号高压直流电源，该电源输出电压最大1kV，电流最大1.5A，功率为1 500W并有过电流保护功能。
固态开关选择CREE公司的C3M0075120K型MOSFET。该开关的导通和关断速度极快，并且耐压和通流性能良好。MOSFET参数见表1。
表1 MOSFET参数
Tab.1 The parameter of MOSFET
参 数数 值 漏源击穿电压/V1 200 脉冲耐流/A80 漏源电阻/mW75 导通时间/ns11 关断时间/ns11 二极管恢复时间/ns18
测试负载电阻选用陕西秦阳电阻有限公司生产的200W 无感电阻。基于此对储能电容进行参数计算。储能电容的主要指标为电容值和耐压值，其耐压值应该不小于开关两端的耐压值。其电容值[27]计算为
（3）式中，
为等效电容的电容量；
为每级电容的电容量；
为最大输出脉宽；
为输出脉冲电压幅值；
为脉冲幅值的允许电压降落幅值；
为负载电阻；n为模块级数。在输出脉冲串模式下，以每秒产生1MHz、100个、500ns脉冲作为前提进行计算，得到每级电容值为2.5mF，所以考虑留有一定裕度，选择KEMET的10mF薄膜电容。
二极管选择IXYS公司的DSEI60-12A快恢复二极管。考虑到利用电阻进行隔离充电，为了保证隔离效果，选用充电电阻的阻值约为负载电阻的10倍，即2 000W。充电电阻的功率表示为
（4）式中，
为充电时间；
为充电电流；
为脉冲频率，令其为100Hz作为极限值计算；=10mF；为电容允许的最大电压降10%，经计算并考虑裕度后选择10W玻璃釉膜电阻。
利用Pspice软件对提出的拓扑结构工作原理进行仿真验证。搭建了五级电路，仿真电路如图9所示。图中，使用理想开关代替实际的MOSFET开关，开关的各个参数设定尽量与实际相符，同时使用脉冲源代替FPGA产生的触发信号。
仿真波形如图10所示。将直流电源的电压设定为800V，通过调节仿真中的脉冲源触发信号来产生高频纳秒脉冲串，如图10a所示。可以看到，该仿真电路能够产生串内频率为1MHz，脉宽为500ns，串内100个脉冲的脉冲串，并且电压降不明显。为了使观察更清楚，对其中的一部分进行了放大处理，如图10b所示。可以更清楚地看到，相邻脉冲之间的间隔为1ms，并且有着较陡的前后沿。
完成主要硬件的基本设计和选型后，制作了如图11所示的主电路实物。每个模块包含一个电容、两个MOSFET开关和辅助充电支路。各模块连接在一个基板上面。MOSFET开关触发信号由FPGA产生，经光电转换模块和光纤传输，控制电路如图12所示。
图9 仿真电路
Fig.9 Simulation circuit diagram
图10 仿真波形
Fig.10 Simulation waveforms
图11 主电路实物
Fig.11 Physical picture of main circuit
图12 控制电路
Fig.12 Control circuit
对制作的脉冲发生装置进行了性能测试。示波器选用力科公司的具有350MHz带宽和10G/s采样率的HDO6034A型号示波器。高压探头选择力科公司的PPE5kV型探头。在测试连续脉冲输出模式时，测试负载为200W 无感电阻。
高压直流电源输入800V，测得的负载两端电压波形，单个脉冲波形如图13所示。脉冲整体呈现为方波，在脉冲前后沿处都会有轻微振荡。这是由于放电回路中的杂散参数造成的，振荡幅度在输出电压允许范围内。
图13 单个脉冲波形
Fig.13 Single pulse waveform
观察输出脉冲的上升沿和下降沿，其波形分别如图14和图15所示。图14为上升沿波形，大约为20ns。理想情况下该数值应该与开关的上升时间参数一致，但是由于实际电路中杂散参数的影响，使得该数值会变大一些。图15为下降沿波形，观察大约为30ns。相比较上升沿而言，杂散参数对于下降沿的影响更大一些。在没有尾切开关作用的情况下，此影响会更大。
图14 上升沿波形
Fig.14 Rising edge waveform
图15 下降沿波形
Fig.15 Falling edge waveform
为了测试装置在脉冲串模式下的输出性能，首先测试其在不同充电电压下的脉冲串输出波形，脉宽设为500ns，串内频率设为1MHz，个数为100个。为了更好地观察输出性能，选取了其中的部分波形进行说明。不同充电电压下的脉冲串波形如图16所示。从图16中可以看到，在3.8～5.8ms内有两个500ns方波脉冲，脉冲之间相隔1ms。当充电电压从0～800V以200V为一个梯度变化时，输出电压从0～4kV变化。可以看到，在1kV的上升沿振荡幅度比较大，随着电压的升高相应振荡减小。这是因为随着电压的增加，开关中漏源电容会随之变小，振荡也会减小。
图16 不同充电电压下的脉冲串波形
Fig.16 Pulse train waveforms under different charging voltage
图17是测试了装置输出不同脉宽情况下的脉冲串输出波形。同样，在一个测试窗口内有两个间隔1ms的脉冲，即串内频率1MHz。分别将触发信号的脉宽从100ns调到500ns，可以看到，随着脉宽的变化，输出波形较为稳定。
图17 不同脉宽下的脉冲串波形
Fig.17 Pulse train waveforms with different pulse width
同时测试了在充电电压800V、脉宽500ns、100个脉冲下的输出波形。脉冲串输出模式下的整体和局部脉冲波形如图18所示，串外频率为1Hz，可以看到在10s内有10个脉冲串，并将其中的一个脉冲串放大进行观察，可以看到有100个脉冲，并且电压无明显降落，则可以说明该装置可以稳定地输出高频纳秒脉冲串。
根据提到的开关损耗的问题，研究了在高频纳秒脉冲串模式下改变充电路径对开关的影响。通过观察尾切MOSFET管附近的温度变化，从而间接反映开关上的损耗。功耗与温度变化关系为
（5）
图18 脉冲串输出模式下的整体和局部脉冲波形
Fig.18 Global and local pulse waveforms under pulse train output mode
式中，
为MOSFET的最大功耗；
为环境温度与MOSFET结点温度的差值；Rth(j-a)为MOSFET结点与环境之间的热阻。所以，随着MOSFET功耗的增加，其附近的温度也会增加。
测试脉冲为4kV、500ns、1MHz、200个的纳秒脉冲串，在实现尾切的前提下分别测试了3次有、无辅助充电支路时的某一尾切开关上的温度并取温度变化平均值。利用基恩士红外测温仪FT-H10C测试，测试时间为10min，每30s记录一次温度。得到有、无辅助充电支路下尾切开关的温度变化曲线如图19所示。图中，纵坐标为温度变化相对值。可以看到，两种情况下的开关温度变化有一些差异，在10min时温度差可达到约3.7℃。相比于无辅助充电支路的开关温升，有辅助充电支路下10min内开关温升减小约30%。当然，对于不同的脉冲作用时间以及充电电流，温度差异也会相应的变化。如果延长发生器工作时间并且充电电流增大，则会观察到更明显的温度差异。
图19 有、无辅助充电支路下尾切开关的温度变化曲线
Fig.19 Temperature variation curves of tail-cut switch with and without auxiliary charging branch
通过相应的硬件测试后，将以细胞溶液为负载进行性能测试，检验该装置是否能够应用在细胞实验。图20为待测试的细胞负载，将少量的细胞和缓冲液放置在电击杯中，将其插放在带有电极的底座上，细胞溶液的阻抗大概为60W。将其并联在200W无感负载两端，观察细胞负载上的电压和电流信号。
图20 细胞负载
Fig.20 The cell solution load
细胞负载两端的电压电流测试波形如图21所示。测试时，输出1MHz、300ns、3kV、100个纳秒脉冲以脉冲串的形式作用于电击杯上，可以看到脉冲电流大约为50A。同时由于细胞溶液是阻容性的负载，则会减轻上升沿的振荡效果并且增加上升/下降沿的时间。但由于尾切的作用，使得细胞负载的容性阻抗对下降沿的影响不太明显。整体来说，该装置能够稳定应用于以细胞溶液为负载的实验中。
图21 细胞溶液负载两端的电流电压波形
Fig.21 Current and voltage waveforms at both ends of cell solution load
在本文中，结合固态开关技术以及脉冲功率技术，研制了一台具有快边沿的高频纳秒脉冲装置。得出如下结论：
1）结合MMC的模块化、高效率及高冗余度优势，通过在模块内添加一条辅助充电支路，使得充电过程无需开关的动作，消除充电时充电电流对开关的损耗，增加了MOSFET开关在高频脉冲串下的稳定性。
2）在充电电压为800V下，本文的脉冲发生器的输出脉冲参数如下：连续输出模式下，输出前沿20ns，后沿30ns，幅值4kV的脉冲；脉冲串输出模式下，串内最大频率为1MHz，脉宽可以在100～500ns内调节，幅值可以在0～4kV可调。对尾切开关进行温度测试，在本研究的测试条件下，加辅助充电支路（RD-MMC）的尾切开关温升比不加辅助充电支路（MMC）的少约30%。
3）通过利用细胞溶液作为负载测试，验证了该发生器可以稳定用于生物细胞实验，具有一定的应用价值。
综上所述，该发生器采用模块化的设计，结构紧凑简单，对电路的设计可以灵活调节，还可应用于等离子体、食品加工、水处理等其他研究领域。
参考文献
[1] Breton M, Mir L M. Microsecond and nanosecond electric pulses in cancer treatments[J]. Bioelectro- magnetics, 2012, 33(2): 106-123.
[2] Bertacchini C, Margotti P M, Bergamini E, et al. Design of an irreversible electroporation system for clinical use[J]. Technology in Cancer Research & Treatment, 2007, 6(4): 313-320.
[3] 米彦, 刘权, 李盼, 等. 低强度纳秒脉冲电场联合靶向金纳米棒对A375黑色素瘤细胞的杀伤效果研究[J]. 电工技术学报, 2020, 35(12): 2534-2544.
Mi Yan, Liu Quan, Li Pan, et al. Study of killing effects of A375 melanoma cells treated by low intensity nanosecond pulsed electric fields combined with targeted gold nanorods[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(12): 2534-2544.
[4] 米彦, 李盼, 刘权, 等. 纳秒脉冲电场联合多壁碳纳米管对皮肤癌细胞活性的剂量效应研究[J]. 电工技术学报, 2019, 34(22): 4849-4857.
Mi Yan, Li Pan, Liu Quan, et al. Dose effect of the activity of skin cancer cells treated by nanosecond pulsed electric field combined with multi-walled carbon nanotubes[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2019, 34(22): 4849-4857.
[5] Elad Maor, Antoni Ivorra, Boris Rubinsky. Non thermal irreversible electroporation: novel technology for vascular smooth muscle cells ablation[J]. PLoS ONE, 2009, 4(3): 1-9.
[6] Yao Chenguo, Sun Caixin, Mi Yan, et al. Experi- mental studies on killing and inhibiting effects of steep pulsed electric field (SPEF) to target cancer cell and solid tumor[J]. IEEE Transactions on Plasma Science, 2004, 32(4): 1626-1633.
[7] Golberg A, Yarmush M L. Nonthermal irreversible electroporation: fundamentals, applications, and challenges[J]. IEEE Transactions on Biomedical Engineering, 2013, 60(3): 707-714.
[8] Schoenbach K H, Hargrave B, Joshi R P, et al. Bioelectric effects of intense nanosecond pulses[J]. IEEE Transactions on Dielectrics and Electrical Insulation, 2007, 14(5): 1088-1109.
[9] Yao Chenguo, Zhao Yajun, Mi Yan, et al. Com- parative study of the biological responses to conventional pulse and high-frequency monopolar pulse bursts[J]. IEEE Transactions on Plasma Science, 2017, 45(10): 2629-2638.
[10] Sato H, Minamitani Y, Ohnishi N, et al. Development of a high-frequency burst pulse generator for cancer cell treatment and comparison between a high-power burst pulse and a single pulse[J]. IEEE Transactions on Plasma Science, 2020, 48(4): 1051-1059.
[11] Pakhomov A G, Xiao S, Novickij V, et al. Excitation and electroporation by MHz bursts of nanosecond stimuli[J]. Biochemical and Biophysical Research Communications, 2019, 518(4): 759-764.
[12] Novickij V, Ruzgys P, Grainys A, et al. High frequency electroporation efficiency is under control of membrane capacitive charging and voltage potential relaxation[J]. Bioelectrochemistry, 2018, 119: 92-97.
[13] Mi Yan, Xu Jin, Tang Xuefeng, et al. Scaling relationship of in vivo muscle contraction strength of rabbits exposed to high-frequency nanosecond pulse bursts[J]. Technology in Cancer Research & Treatment, 2018, 17(3): 1-10.
[14] 梁美, 郑琼林, 可翀, 等. SiC MOSFET、Si Cool- MOS和IGBT的特性对比及其在DAB变换器中的应用[J]. 电工技术学报, 2015, 30(12): 41-50.
Liang Mei, Zheng Qionglin, Ke Chong, et al. Comparison of characteristics of SiC MOSFET, Si CoolMOS and IGBT and their application in DAB converters[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2015, 30(12): 41-50.
[15] 杨广羽, 马玉新, 傅亚光, 等. 光电耦合MOS栅固态继电器回路研究与误触发改进措施[J]. 电力系统保护与控制, 2016, 44(15): 135-141.
Yang Guangyu, Ma Yuxin, Fu Yaguang, et al. Research on photoelectric coupling MOS gate solid state relay circuit and improvement measures for false triggering[J]. Power System Protection and Control, 2016, 44(15): 135-141.
[16] Redondo L M, Zahyka M, Kandratsyeu A. Solid-state generation of high-frequency burst of bipolar pulses for medical applications[J]. IEEE Transactions on Plasma Science, 2019, 47(8): 4091-4095.
[17] 王晓雨, 董守龙, 马剑豪, 等.一种新型的双极性Marx高重频脉冲发生器[J]. 电工技术学报, 2020, 35(4): 799-806.
Wang Xiaoyu, Dong Shoulong, Ma Jianhao, et al. A new type of bipolar Marx high frequency pulse generator[J]. Transactions of Electrotechnical Society, 2020, 35(4): 799-806.
[18] Yao Chenguo, Dong Shoulong, Zhao Yajun, et al. High-frequency composite pulse generator based on full-bridge inverter and soft switching for biological applications[J]. IEEE Transactions on Dielectrics and Electrical Insulation, 2016, 23(5): 2730-2737.
[19] Novickij V, Grainys A, Butkus P, et al. High- frequency submicrosecond electroporator[J]. Biotech- nology & Biotechnological Equipment, 2016, 30(3): 1-7.
[20] 田波, 吴郁, 黄淮, 等. 面向低压高频开关应用的功率JFET的功耗[J]. 电工技术学报, 2009, 24(8): 106-110.
Tian Bo, Wu Yu, Huang Huai, et al. Power JFET power dissipation for low-voltage and high-frequency switching applications[J]. Transactions of the China Electrotechnical Society, 2009, 24(8): 106-110.
[21] Abdelsalam I, Elgenedy M A, Ahmed S, et al. Full-bridge modular multilevel submodule-based high-voltage bipolar pulse generator with low-voltage DC, input for pulsed electric field applications[J]. IEEE Transactions on Plasma Science, 2017, 45(10): 2857-2864.
[22] Elserougi A A, Massoud A M, Ahmed S. A modular high-voltage pulse-generator with sequential charging for water treatment applications[J]. IEEE Transa- ctions on Industrial Electronics, 2016, 63(12): 7898-7907.
[23] Elserougi A, Massoud A, Daoud M, et al. A hybrid boost modular multilevel converter-based bipolar high voltage pulse generator[J]. IEEE Transactions on Dielectrics and Electrical Insulation, 2017, 24(5): 2873-2880.
[24] 米彦, 万晖, 卞昌浩, 等. 基于模块化多电平换流器的模块化前后沿可调高压纳秒脉冲发生器的研制[J]. 电工技术学报, 2020, 35(6): 1279-1289.
Mi Yan, Wan Hui, Bian Changhao, et al. Deve- lopment of a modular rise and fall edge adjustable high-voltage nanosecond pulse generator based on modular multilevel converter[J]. Transactions of Electrotechnical Society, 2020, 35(6): 1279-1289.
[25] Beebe S J, Yeong-Jer C, Sain N M, et al. Transient features in nanosecond pulsed electric fields differ- entially modulate mitochondria and viability[J]. PLoS ONE, 2012, 7(12): 1-8.
[26] Christen D, Biela J. Analytical switching loss modelling based on datasheet parameters for MOSFETs in a half-bridge[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2019, 34(4): 3700-3710.
[27] Kim J H, Min B D, Shenderey S, et al. High voltage Marx generator implementation using IGBT stacks[J]. IEEE Transactions on Dielectrics & Electrical Insu- lation, 2007, 14(4): 931-936.
High Frequency Nanosecond Pulse Generator Based on Modular Multilevel Converter Structure with Auxiliary Charging Branch
Abstract High-frequency nanosecond pulse trains have gradually developed into a new medical treatment for tumors, but the problem of switching loss when the generator outputs high-frequency pulses trains needs further study. Therefore, this paper proposes a new generator topology based on the modular multilevel converter (MMC) structure with auxiliary charging branch. A diode and a resistor are connected in parallel at a MOSFET of MMC to provide a charging circuit for the capacitor and eliminate the conduction loss of the switch caused by the charging current, thereby improving the stability of the pulse generator. First, the principle of the topology proposed in this paper was introduced. Second, hardware parameters were calculated and Pspice was used to simulate and verify the topology. Finally, a 5-level modular output device was developed and tested. In continuous output mode, the rising time is 20ns, the falling time is 30ns, and the amplitude is 4kV. In pulse train output mode, the pulse width of a pulse train is 100～500ns, the highest frequency is 1MHz, and the amplitude is 0～4kV. The test shows that the RD-MMC can reduce the temperature rise of the tail-cut switch by about 30% compared with MMC under the test conditions. Moreover, using the cell solution as a load, the voltage and current waveforms are stable. The pulse generator developed in this paper lays a foundation for further study on the application of high-frequency nanosecond pulse trains in the biological field.
keywords：Auxiliary charging branch, modular multilevel converter (MMC), conduction loss, nanosecond pulse train, generator
中图分类号：TM832
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.201110
国家自然科学基金（51477022）和重庆市科委自然科学基金（cstc2016jcyjA0500）资助项目。
收稿日期 2020-08-30
改稿日期 2020-09-25
米 彦 男，1978年生，教授，博士生导师，研究方向为高电压新技术。E-mail: miyan@cqu.edu.cn（通信作者）
陈嘉诚 男，1995年生，硕士研究生，研究方向为脉冲功率技术及其应用。E-mail: 1002144696@qq.com
（编辑 陈 诚）