图1 典型示波器电压探头
Fig.1 Typical oscilloscope voltage probes
摘要 随着宽禁带半导体器件的发展，电力电子器件的开关速度越来越快，工作电压逐渐升高，致使电压探头的性能对电力电子器件暂态电压测量结果的影响程度增大。该文分析几种实验室常用的示波器电压探头的测量原理，根据电压探头的电路分析模型，研究探头的带宽/上升时间、寄生电感和共模抑制比等几个关键因素对高频暂态电压测量结果的影响。最后搭建实验平台，实验结果验证了理论分析的有效性。
关键词：电压探头 精确测量 暂态电压 宽禁带器件
以碳化硅（Silicon Carbide, SiC）和氮化镓（Gallium Nitride, GaN）器件为代表的宽禁带半导体器件具有更高的击穿电压、开关速度和温度容限，在电力电子系统中的优势日益凸显[1-2]。依据SiC/ GaN器件开关特性展开的研究有很多，如器件建模、驱动器改进、串扰抑制等，然而，随着开关速度的提高，SiC/GaN器件在研究和应用过程中逐渐显现出其暂态电压难以精确测量的问题，这很可能导致相关研究结论存在一定偏差。
探头作为测量系统的重要组成部分，直接与被测电路相连，因此正确选择和使用电压探头对电压信号精确测量至关重要。相比于传统硅器件，SiC/ GaN器件的暂态时间更短，电压探头的性能对SiC/ GaN器件暂态电压测量结果的影响程度更大，目前国内外对电压探头研究的重视度不足。文献[3-4]研究了SiC器件的开关特性或串扰特性，但没有明确所使用的电压探头型号，也没有分析探头对测量结果的影响。文献[5-7]给出了实验所用的电压探头型号，但探头的带宽偏低，这可能导致实测暂态电压上升时间偏长。文献[7]指出所用差分探头的前端线夹存在较大的寄生电感，该探头测得的SiC MOSFET漏源电压具有明显的过冲现象，当选择寄生电感较小的浮地无源探头对同一目标信号进行测量时，测得的过冲幅度显著下降，这表明电压探头前端的寄生电感可能是影响测量结果的一个重要因素。文献[8]提出基于开关波形振荡频率的换流回路杂散电感提取方法，但是没有考虑电压探头的寄生电感因素，这可能导致实测波形的振荡周期加长，因此测得的振荡频率不能完全反映电路自身杂散电感的大小。文献[9]简要讨论了电压探头的带宽和寄生电感对测量结果的影响，但未进行深入的理论分析。此外，本文在进行双脉冲测试实验时，发现上管驱动侧电压的实测波形与理论不符，深入分析和研究表明，是所用探头的共模抑制比较低所致。
对于电压探头在测量高频暂态电压时出现的一些问题，如探头和示波器不匹配、多通道信号显示不同步、探头带宽选择错误等，现有文献的分析尚不充分。极少数主流的探头厂商会给出应用手册予以说明，但是这些手册缺乏对探头电路原理的分析，致使使用者对问题出现的原因不能充分理解[10-11]。文献[12-13]说明示波器探头的性能指标对信号测量结果的影响，并给出正确选择和使用探头的建议，然而缺乏实验数据。此外，针对电力电子器件电压信号的测量问题，文献[14]改进了现有的商售差分探头，提高了探头增益的平坦度和线性度。文献[15-16]设计了具有高压隔离性能的电压探头，提高了测量的安全性。这些文献重点关注的是目标信号的整体开关波形或变化幅度而非局部暂态波形，这超出了本文的研究范围。
电压探头会显著影响SiC器件高频暂态电压测量的精确性，本文针对这一现象进行了深入分析。首先说明了电压探头的种类及其主要性能指标，建立了几种典型探头的电路模型；其次定性和定量分析了影响电压探头测量精度的几个关键因素；最后通过实验测试验证了有关分析。
示波器电压探头按照是否需要供电可分为无源探头和有源探头，其中无源探头按照输入阻抗大小又分为低阻探头和高阻探头，为减小探头输入阻抗对信号的负载效应，开关电源信号测量中常用的无源探头为高阻探头；有源探头按照所测信号类型可分为单端探头和差分探头，单端探头用以测量单端对地信号，差分探头用以测量双端互为参考的信号。此外，根据待测电压大小，电压探头又分为高压探头和低压探头；根据带宽大小，电压探头又分为高带宽探头和低带宽探头。图1为几种典型的示波器电压探头，其中光隔离探头是一种具有高共模抑制比的差分探头。
图1 典型示波器电压探头
Fig.1 Typical oscilloscope voltage probes
示波器电压探头的种类众多，本质上反映的是测量环境的复杂性和用户需求的多样性，这需要从两方面考虑：一方面，使用者根据不同的测量环境和功能需求选择最为合适的探头，可以提高测量的准确度；另一方面，这种特定探头的通用性不高，将导致使用者的选择成本增加，因为如果用户不深入了解探头的各种性能指标、不明确待测信号的特点，就很难做出有效的甄选。
理想的示波器电压探头应具有以下主要特点：灵活的连接方式、完美的信号保真度、零信号源负荷、全面抗击噪声等，而在实际应用中这些都无法绝对实现。如连接方便要求探头能应对不同物理测量环境，完美的信号保真度要求探头具有零衰减、无限带宽和线性相位，零信号源负荷要求探头输入电阻无穷大，全面抗击噪声要求探头完全隔离于外部电磁环境等。尽管如此，实际的电压探头可以较大程度地接近上述要求，足以满足绝大多数测量需求。示波器电压探头的性能主要由以下几个指标衡量：
（1）最大额定电压，即探头能测量的电压范围。
（2）衰减系数，即探头使输入信号降低的倍数。典型的衰减系数有1X、10X、50X、500X等，衰减系数越高，探头的最大额定电压越高。
（3）输入阻抗。探头的输入阻抗可分为输入电阻和输入电容，输入阻抗随频率增高而减小，低频下输入阻抗主要由输入电阻决定，高频下输入阻抗主要由输入电容决定。
（4）补偿范围（无源探头），即探头可以补偿的示波器输入电容的范围。示波器输入电容过大或过小，都将导致探头和示波器不能完美匹配。
（5）带宽/上升时间。探头的带宽指其输出信号的幅频响应从直流增益下降至-3dB时的频率，探头的上升时间指理想矩形脉冲信号输入时探头输出信号幅度由10%上升至90%的时间。
（6）传播延迟，即输出信号对输入信号的延迟时间。不同探头的传播延迟一般不同，这是造成测得的多通道信号不同步的重要原因。
（7）共模抑制比（差分探头）。共模抑制比（Common-Mode Rejection Ratio, CMRR）（dB）用以衡量差分探头抑制输入信号共模分量的能力，其表达式为
（1）式中，Adm为差模增益；Acm为共模增益。
不同类型电压探头的性能指标一般具有较为明显的差异性，表1总结了典型示波器电压探头的基本特点和主要性能指标。
表1 常用示波器电压探头的典型特性
Tab.1 Typical characteristics of commonly used oscilloscope voltage probes
探头类型高阻无源有源单端高压差分光隔离 价格低高高高 机械结构坚固脆弱坚固脆弱 信号类型对地对地差分/对地差分/对地 最大电压/V≤600±2～±8≤6 000 (差分)≤2 5000 (差分) ≤6 000 (共模)≤60 000 (共模) 输入电阻/MW1～100.01～15～401～40 输入电容/pF5～100≤11～51～5 带宽/Hz100M～500M1G～4G50M～300M200M～1G 共模抑制比/dB——＞80 (直流)＞160 (直流) ＞30 (50MHz)＞60 (100MHz)
注：数据来源于主流探头厂商。
无源探头具有价格便宜、机械结构坚固、动态范围宽、输入电阻高等优势，因此广泛应用于通用测试场合。常用的无源探头为10倍衰减的高阻无源探头，主要包括探头前端、有损传输线和补偿器，其典型电路模型如图2所示[17]。
图2 10倍衰减的高阻无源探头典型电路模型
Fig.2 Typical circuit model of the high-resistance passive probe with 10X attenuation
探头前端用以连接探测点，其中信号端提供高阻值电阻Rt以减小负载效应，并存在寄生电容Ct中；地线端一般为拖尾的鳄鱼夹，具有寄生电感Lg。
传输线用以提供测量距离，长度一般为1～2m。传输线可等效为RLGC等分布参数的集总元件模 型[17-18]，当其终端阻抗不匹配时，将使高频信号产生谐振，为较好地抑制该谐振问题，可将传输线设计为有损类型的，即含有一定的分布电阻。
补偿器用以匹配探头和示波器的阻抗，图2中以RC串联网络来表示。根据补偿衰减器理论[19]，为维持信号在较大频域内线性衰减，可调节可变电容Cc，使输入网络和输出网络的时间常数相等，即
（2）式中，Clt为有损传输线的总电容。根据传输线工作原理[20]，为改善探头的高频增益，可调节可变电阻Rc，使负载阻抗逼近于传输线特征阻抗，即
（3）
式中，Z0为传输线特征阻抗；fb为探头带宽。
有源单端探头前端配有场效应晶体管，这使其具有非常小的输入电容，但同时导致其线性动态输入范围很小。此外，有源单端探头价格昂贵、机械结构脆弱，这些因素限制了其应用范围。图3给出一种10倍衰减的有源单端探头电路模型[21]，该模型主要包括衰减器、缓冲器和无损传输线。
图3 10倍衰减的有源单端探头电路模型
Fig.3 Circuit model of the single-ended active probe with 10X attenuation
信号先通过衰减器进行5倍衰减，再通过缓冲器进行电压跟随，最后由无损传输线传输到示波器。其中，缓冲器具有高输入阻抗和强输出驱动能力，隔离了衰减器和无损传输线，这一方面便于其输入端和输出端进行阻抗匹配，提高信号传输能力；另一方面可以使衰减器尽可能地靠近测试点，以减小不可控的寄生参数。无损传输线的特征阻抗一般为50W，R3与Rs分别对其源端和负载端进行阻抗匹配，以提升信号传输的保真度，同时对缓冲器输出端信号产生2倍衰减。
有源差分探头主要用于测量差分信号，可分为低压型和高压型，通常选择通用性更好的高压差分探头来测量开关电源信号。图4为一种经典的有源高压差分探头电路模型[14,22]，该模型主要包括衰减器、缓冲器、差分放大器和无损传输线，图中，Lp+与Lp−分别为两信号端的寄生电感。
图4 有源高压差分探头电路模型
Fig.4 Circuit model of the active high-voltage differential probe
首先差分信号依次通过两个理论上相同的衰减器和缓冲器实现高倍衰减和电压跟随；然后通过差分放大器转换为单端对地信号；最后由无损传输线传输到示波器。共模抑制比是差分探头的一个重要指标，有源差分探头的共模增益主要有两种来源：①两差分信号传输途径的电阻、电容、缓冲器和寄生参数的不完全对称；②差分放大器固有的共模增益[23]。
光隔离探头同样用于测量差分信号，其原理框图如图5所示[24]，该探头主要包括衰减器、电-光-电转换网络、无损传输线和示波器接头。电-光-电转换网络作为光隔离探头的核心，通过电-光转换器、光纤、光-电转换器和控制器实现了被测设备与示波器的电气隔离，缩短了差分信号的传输路径，这很大程度上提高了探头的共模抑制比，使得光隔离探头能测量具有高带宽和高共模电压的差分信号。
图5 光隔离探头的原理框图
Fig.5 Block diagram of the optically isolated probe
高频暂态电压由图6a所示的双脉冲测试电路产生，采用Saber软件进行电路仿真，仿真波形如图6b所示。所用开关器件为有开尔文源的MOSFET，在各目标信号中，vGS1为高共模电压低压差分信号，vDS1为高共模电压高压差分信号，vGS2为低共模电压低压差分信号，vDS2为高压对地信号。根据信号类型，vGS1、vDS1和vGS2需采用差分探头测量，vDS2既可采用高阻无源探头测量，也可采用差分探头测量。当开关器件无开尔文源时，S2驱动回路源端接地，vGS2也可采用高阻无源探头或具有宽输入范围的有源单端探头测量。
图6 双脉冲测试电路及其仿真结果
Fig.6 Double-pulse test circuit and its simulation results
对于n个模块级联而成的线性时不变系统，记各级阶跃响应的上升时间为tr,m，当各级的阶跃响应皆为高斯函数（高斯响应）时，系统的上升时间可表示[25-26]为
（4）当各级阶跃响应有过冲现象且过冲幅度大约为阶跃幅度的5%或10%时，系统的上升时间将比式（4）给出的上升时间略短，系统的过冲幅度约为各级过冲幅度总和的二次方根[27]。
考虑目标信号、电压探头和示波器级联形成的系统，各级阶跃响应的上升时间依次记为tr,sign、tr,probe、tr,scope。其中后两级组成的测量系统通过示波器的前端放大器相互隔离，使得这两者的上升时间相互独立，常用的电压探头和示波器一般具有高斯响应，由式（4）可得测量系统的上升时间为
（5）进一步地，假设目标信号和电压探头的上升时间也相互独立，则整个系统的上升时间，即示波器显示波形的上升时间为
（6）
实际上，电压探头对目标信号有负载效应，目标信号的上升时间将因探头的加入而改变。负载效应模型如图7所示。图中，vs为单位阶跃信号源，Rs为信号源电阻，Cs为负载电容，vsign为目标信号，Ri与Ci为电压探头的输入阻抗。未施加探头时，由RC电路的阶跃响应函数易得目标信号的上升时间tr,sign为2.2RsCs。同理，施加电压探头后，目标信号的上升时间变为2.2(Rs//Ri)(Cs+Ci)。目标信号上升时间因电压探头的负载效应而变化的程度可表示为
（7）
图7 电压探头对目标信号的负载效应模型
Fig.7 Load effect model for voltage probe on target signal
开关器件的栅源电压和漏源电压对应的等效负载电容Cs可分别用器件的输入电容和输出电容近似，tr,sign可由数据表直接读出，因此开关器件等效信号源电阻Rs可表示为tr,sign/(2.2Cs)，取现有商售SiC器件进行估算，可得目标信号的等效负载电阻约在100W 的数量级上，而常用的高阻无源探头和有源高压差分探头的输入电阻数量级约为MW，于是，式（7）可近似为
（8）高阻电压探头的输入电容越大，其对开关器件的负载效应越明显。然而，由于开关器件的输入电容和输出电容是变量，不能用式（8）来准确计算。
考虑到电压探头的负载效应，式（6）可修正为
（9）进而可定义测量系统产生的上升时间误差为
（10）
可知，为减小目标信号的上升时间测量误差，应使电压探头的输入电容足够小，并且使测量系统的上升时间远小于目标信号的上升时间。
带宽和上升时间成反比，对于高斯响应型的测量系统，两者间关系[26]可近似表示为
（11）暂态信号含有丰富的频率分量，理论上需要用全部的频率分量才能重构暂态信号，实际上频率过高的分量对暂态信号的重构影响甚微，为此定义拐点频率，在暂态信号重构过程，高于拐点频率的分量将被舍弃。对于目标信号，其拐点频率[28]表示为
（12）
因此，从频域的角度看，为减小目标信号上升时间的测量误差，应当要求测量系统的带宽远大于目标信号的拐点频率。
图8比较了在不同的探头带宽下vDS2和vGS2的仿真波形，为简化分析，不考虑示波器的作用，以探头输出电压vP和衰减系数k的乘积作为目标信号的测量结果。不难看出，随着探头带宽的降低，目标信号测量结果的上升时间变长，测量误差也相应增大。此外，可以看出探头的测量结果滞后于目标信号，即出现传输延迟现象，这主要是探头的传输线导致的，本文对此不作深入讨论。
为定量说明电压探头对目标信号测量结果上升时间的作用，取vDS2在50MHz带宽探头作用前后的上升时间来分析。由图8a可知，该探头的负载效应使vDS2的上升时间由10.424ns变为10.875ns，又由式（11）可得该探头的上升时间约为7ns，将这些数据代入到式（9）可解得探头测量结果的上升时间为12.933ns，这与仿真得到的12.915ns一致。由式（10）可得，50MHz带宽探头对vDS2上升时间的测量误差达到23.9%，这表明低带宽探头无法满足高频暂态信号上升时间的测量要求。
图8 不同的探头带宽下vDS2和vGS2的仿真波形比较
Fig.8 Comparison of simulation waveforms of vDS2 and vGS2 with different probe bandwidths
电压探头带宽过低，意味着暂态信号的高频分量被极大衰减，当暂态信号波形具有高频振荡或尖刺时，低带宽电压探头将无法还原其快速变化的细节，图8a和图8b的仿真波形分别显示出低带宽探头对目标信号过冲幅度的抑制作用和对目标信号尖刺波形的平滑作用。
综上所述，本节的分析得到以下主要结论：
（1）电压探头对目标信号的负载效应和测量系统与目标信号的级联效应共同导致上升时间的测量误差，且误差随探头的输入电容或上升时间增大而增大。
（2）电压探头的带宽和上升时间成反比。
（3）电压探头带宽过低将使测得信号的过冲幅度下降、尖刺波形平滑。
为了提高测量的灵活性，高阻无源探头的地线端通常设计为拖尾的鳄鱼夹，引入了地线线路电感和接地环路电感。出于同样的原因，有源高压差分探头的信号端通常留有一定长度的引线，于是也引入了寄生电感。此外，有些探测点受限于物理空间而难以直接测量，通常需要在探测点和探头间额外接入一段引线，这同样会引入寄生电感。
探头前端的寄生电感Lp与输入电容Ci相互影响，两者在高频时形成谐振，谐振频率为
（13）对于某一确定的探头，其谐振频率将随寄生电感的增大而减小。考虑到谐振频率附近，电压探头增益剧增，因此当谐振频率靠近或低于探头带宽时，探头在带宽内的线性度将极大降低。
当目标信号有过冲或振铃现象时，探头前端的寄生电感会加剧目标信号测量结果的振荡。不同探头寄生电感下vDS2和vGS2的仿真波形比较如图9所示。以vDS2的上升暂态波形为例进行分析，由图9a可知其振铃阶段的振荡频率约为100MHz。
图9 不同探头寄生电感下vDS2和vGS2的仿真波形比较
Fig.9 Comparison of simulation waveforms of vDS2 and vGS2 with different parasitic inductances in the probe
仿真所用无源探头的输入电容为9.5pF，取地线电感Lg分别为50nH、100nH、150nH，则探头的谐振频率依次约为230MHz、160MHz、130MHz。可知，随着地线电感增大，谐振频率逐渐接近于目标信号振荡频率，这将导致探头对振荡频率附近分量的增益变大。如图9a所示，随着地线电感增大，vDS2测量结果的过冲幅度渐次增大，这与分析一致。
即使目标信号无明显过冲现象，当电压探头的谐振频率接近或低于目标信号的拐点频率时，测量结果仍会出现过冲或振铃，图9b即为这种情况。
综上所述，本节的分析得到以下主要结论：
（1）电压探头的寄生电感与输入电容对目标信号高频分量产生谐振作用，谐振频率随寄生电感的增大而降低。
（2）当电压探头谐振频率逐渐降低且逼近于目标信号振荡频率时，测得波形的振荡幅度将增大。
（3）低谐振频率电压探头对无明显过冲现象的目标信号仍能产生振荡作用。
对于差分探头，其输出电压可表示为
（14）式中，vdm与vcm分别为输入电压信号的差模分量和共模分量。由式（1）可得
（15）
如果取共模增益极性为正，则有
（16）进而可定义差分探头输入信号的伪差模分量为
（17）
伪差模分量与差模分量的比值衡量了差分探头的“共模误差”，即
（18）由于差分探头两差分信号路径的阻抗对称性随频率增大而变差，因此差分探头的共模抑制比一般随共模分量频率增大而降低。对于具有相同差模分量幅度和共模分量幅度的信号，差分探头的“共模误差”将随信号频率升高而显著增大。
差分探头在低于带宽时的差模增益基本不变，约为其衰减系数的倒数，即有kAdm≈1，因此差分探头的数据表中一般用20lg(k|Acm|)表示共模抑制比，它与式（1）中定义的共模抑制比近似互为相反数。不同的探头共模抑制比下vGS1的仿真波形比较如图10所示。图10a为典型有源高压差分探头“共模抑制比”的频率响应曲线[29]，为方便分析，仿真时取共模抑制比为常值，用这些共模抑制比不同的探头测量vGS1，得到图10b的仿真结果。仿真电路下管处于关断状态时，vGS1差模电压为−3V，共模电压约为600V。取共模抑制比为60dB的探头分析，由式（17）可算出该探头输入信号的伪差模分量为0.6V，进而由式（18）可得该探头测量结果的“共模误差”达到20%，这与仿真结果一致。此外，由仿真波形可知，随着共模抑制比的提高，探头的“共模误差”逐渐减小。
综上所述，本节的分析得到以下主要结论：
（1）“共模误差”由两个因素组成：①差分探头的共模抑制比；②目标信号的共模分量与差模分量之比，且“共模误差”随前者的增大或后者的减小而减小。
图10 不同的探头共模抑制比下vGS1的仿真波形比较
Fig.10 Comparison of simulation waveforms of vGS1 with different probe CMRRs
（2）差分探头的共模抑制比一般随共模分量频率增大而减小，这导致开关器件暂态信号的“共模误差”往往比稳态信号的“共模误差”更大。
本文搭建了基于SiC MOSFET C3M0075120K的双脉冲测试平台，以验证所建立的探头模型和对暂态电压精确测量所做的分析，实验平台如图11所示。表2列出实验平台的主要设备及其规格，表3列出用于测试的典型示波器电压探头参数，其中光隔离探头TIVH08由于接口兼容问题只能接入到现有低带宽示波器MDO3014。图12～图15为实验结果。
图12比较了有源差分探头DP6150B和P5200A 测量vGS2得到的暂态波形，此时的母线电压为50V。可见高带宽探头DP6150B的实测波形较好地保留了vGS2上升或下降过程中的短暂停滞现象，而该现象在低带宽探头P5200A的实测波形中并不明显，这说明高带宽使探头实测波形在较大程度上保留了原始信号的高频细节。因此，选择低带宽探头测量开关器件的驱动波形时，可能无法得到该器件准确的驱动特性，特别是当低带宽探头用在比较不同驱动器的驱动能力或比较不同开关器件的驱动特性的研究中时，可能无法得到准确的结论。
图11 双脉冲测试平台
Fig.11 Double-pulse test platform
表2 双脉冲测试平台的主要设备及其规格
Tab.2 Main equipment and their specifications of double-pulse test platform
设备型号规格 电路板KIT8020-CRD-5FF0917P-2内置驱动电路 宽禁带器件C3M0075120K1 200V、80A 高压直流电源CHROMA-62050H-600S750V、8.5A 低压直流电源DH1718E-432V、3A 母线电容HCGFA系列6 800μF、450V 负载电感自绕0.67mH 信号发生器AFG3102C100MHz、1GSa/s 示波器MDO3014100MHz、2.5GSa/s 示波器TDS5034B350MHz、5GSa/s
表3 测试用示波器电压探头参数
Tab.3 Parameters of tested oscilloscope voltage probes
探头类型探头型号带宽/ MHz上升时间/ ns输入电阻/ MW输入电容/ pF共模抑制比/ dB 高阻无源P50505000.81011.1— 有源差分P5200A50≤7.010＜2.0＞80; ＞26 有源差分DP6150B200≤1.7510＜2.0＞80; — 光隔离TIVH08800≤0.435103160; 80
注：“；”前后两值分别表示共模抑制比在直流和探头额定带宽时的值；斜杠“/”表示对应参数不存在或未在数据表中说明。
图12 有源差分探头DP6150B和P5200A测量vGS2所得波形比较
Fig.12 Comparison waveforms of of vGS2 with active-differential probe DP6150B and P5200A
图13为用高阻无源探头P5050测量vDS2上升暂态波形在带有鳄鱼夹和外接引线、仅带有鳄鱼夹及仅带有接地弹簧的三组结果，可知三组暂态波形对应探头的地线电感依次减小，而其振荡程度也依次减弱，这说明探头前端寄生电感越小，其测量振荡情况的保真度越好。
图13 高阻无源探头P5050在不同的探头地线电感下测量vDS2所得的波形比较
Fig.13 Comparison waveforms of tested results of vDS2 with different probe grounding inductances of high-impedance passive probe P5050
vDS2的过冲幅度可用以估算功率回路的寄生电感，但当探头前端寄生电感增大时，测得的vDS2过冲幅度与真实值的偏差也将增大，这导致测得的vDS2过冲幅度不能正确反映电路实际寄生电感的大小。vDS2的极大值可用来确定开关器件安全工作的母线电压范围，探头前端寄生电感较大时，测得的vDS2极大值偏大，这将导致由此确定的工作电压范围较小，不能充分利用开关器件的性能。
图14与图15分别为光隔离探头TIVH08和有源差分探头DP6150B在不同的母线电压下测量vGS1得到的波形。vGS1在图14与图15中的实测暂态波形与其在图6b中的仿真暂态波形具有一致的变化趋势，但实测暂态波形出现较为明显的振荡现象，一方面是因为实验电路的寄生电感较大；另一方面是因为探头本身具有一定的寄生电感，尤其是DP6150B。
图14 不同共模电压下光隔离探头TIVH08测量vGS1所得波形
Fig.14 Waveforms vGS1 with optically isolated probe TIVH08 under different common mode voltages
对比图14与图15可以发现，高共模抑制比探头TIVH08的实测波形在暂态过程结束后，始终钳制在反偏驱动电压（-3V左右）上；与之不同，低共模抑制比探头DP6150B的实测波形在暂态过程结束后，与反偏驱动电压值存在一定程度上的偏差，且偏差随着共模电压幅度增大而增大。这说明高共模抑制比和低共模电压能有效地减小探头测量结果的“共模误差”。
图15 不同共模电压下有源差分探头DP6150B测量vGS1所得波形
Fig.15 Waveforms of vGS1 with active-differential probe DP6150B under different common mode voltages
低共模抑制比探头不仅使vGS1的稳态波形产生测量偏差，也使其暂态过程扰动幅度产生一定程度的测量偏差。不能准确测量开关器件的实际串扰波形和串扰程度，则难以准确得到开关器件可靠工作时的电压、电流、温度等条件，进而当开关器件的工作条件不合适时，将有可能导致开关器件的误导通或驱动侧反向击穿。
正确选择和使用电压探头对宽禁带电力电子器件高频暂态电压的精确测量至关重要。本文建立了几种典型示波器探头的电路分析模型，分析了电压探头的带宽/上升时间、寄生电感和共模抑制比等几个关键因素对探头测量结果的影响。理论分析和实验结果表明，为精确测量宽禁带电力电子器件的高频暂态电压，应采取以下措施：
1）明确所测暂态电压的特点，并结合表1所列几类常用电压探头的特性，进而确定合适的探头进行测量。
2）根据开关器件输入/输出电容的大小和波形测量精度的需要，确定电压探头的输入电容和带宽/上升时间。
3）尽可能地减小电压探头前端的寄生电感，有效措施包括采用接地弹簧、缩短探头和探测点间非必要的接线等。
4）测量差分信号时，根据信号共模分量和差模分量之比，选择合适共模抑制比的差分探头，见表1，有源高压差分探头的共模抑制比在高频时通常较低，其不适用于测量具有低共模分量的差分信号，该类信号可由共模抑制比性能突出的光隔离探头测量。
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Impacts of Voltage Probes for Accurate Measurement of High-Frequency Transient Voltage of Wide-Bandgap Devices
Abstract With the development of wide-bandgap semiconductor devices, the switching speed of power electronic devices is getting faster, and the operating voltage is increasing, which makes the performance of voltage probes have increasing impacts on the measured transient voltages of power electronic devices. This paper analyzed the measuring principles of several commonly used oscilloscope voltage probes in the laboratory. Their circuit models were built. The impacts from the key factors of the probe, such as the bandwidth/rise time, parasitic inductance and common mode rejection ratio, on measured high-frequency transient voltages were studied. Finally, an experimental platform was built, and the results verified the proposed theoretical analysis.
keywords：Voltage probe, accurate measurement, transient voltage, wide-bandgap devices
中图分类号：TM930.1
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.191736
中央高校基本科研业务费专项资金（KG16034501）、电力系统及大型发电设备安全控制和仿真实验室开放课题（SKLD20M05）及清华大学本科教学改革项目（DX02-09）资助。
收稿日期 2019-12-12
改稿日期 2020-02-17
何 杰 男，1995年生，硕士研究生，研究方向为SiC器件驱动设计。E-mail: hejie_love@buaa.edu.cn
毕大强 男，1973年生，高级工程师，研究方向为电力系统主设备继电保护、电力电子技术在电力系统中的应用。E-mail: bidaqiang@mail.tsinghua.edu.cn（通信作者）
（编辑 陈 诚）