图1 苏州同里基于PET的交直流混合配电系统
Fig.1 AC and DC hybrid distribution system in Tongli Suzhou
摘要 电力电子变压器是交直流混合配电系统中实现交直流电能变换与管控的核心设备，该文以应用于苏州同里交直流混合配电系统中10kV-3MV·A四端口电力电子变压器样机为对象，考虑示范工程中多电压等级的交直流设备接入需求，针对交直流混合配电接入的复杂应用场景，在电力电子变压器样机的电路拓扑设计和分布式控制技术方面开展研究，提出一种适用于多端口、直流真双极的电路拓扑及其端口协调控制策略。示范工程现场测试结果验证了该文中电力电子变压器样机设计能够满足交直流混合配电系统复杂应用需求，对于电力电子变压器在交直流混合配电网中推广应用及发展具有重要意义。
关键词：电力电子变压器 固态变压器 多端口 交直流混合配电系统 协调控制
电力电子变压器（Power Electronic Transformer, PET）是一种集成电力电子变换器和高频变压器的新型电气设备，除具备传统交流变压器的电压等级变换和电气隔离功能外，还可实现交直流变换、直流电源/负荷直接接入、无功补偿和谐波治理等功能。因此，PET作为柔性互联装置，能够在交直流混合配电网的交流分区和直流分区间构建起柔性调节通路。另外，PET在交直流混合配电网中应用，一方面可以减少可再生能源发电系统、储能和负荷等设备接入的电能变换环节，提高能源利用效率；另一方面也可实现不同电压等级的交直流网络互联互济，实现分布式能源跨区消纳[1-5]。
针对PET在交直流配电系统中的应用，国内外的高校、科研机构及企业均开展了相关研究，研制了多类型PET样机，其中部分样机已经在中高压配电系统中开展了示范应用。ABB、Bombardier公司分别研制用于替换铁路系统的机车牵引用工频变压器的单相AC-DC型PET样机，其交流侧接入15kV/16.7Hz单相交流电网，运行工况较为单一[6-7]。针对在交流配电系统中替换传统工频变压器的应用，美国电科院采用中点钳位（Neutral-Point- Clamped, NPC）型电路拓扑，研制了三相AC 2.4kV/ AC 277V的PET样机[8]。GE公司采用10kV SiC- MOSFET器件和直接AC-AC变换型电路拓扑，研制了1MV·A PET样机，虽然系统运行效率高，但可控性相对较差，且不具备直流设备接入功能[9]。美国北卡莱罗纳州立大学研制了小容量多端口PET样机，并对其调制和控制策略开展了研究[10-11]。中科院电工所采用模块化多电平变换器（Modular Multilevel Converter, MMC）和输入串联输出并联（Input Series Output Parallel, ISOP）型DC-DC变换器的电路拓扑结构，先后研制了两代10kV PET样机，并实现了在10kV交流电网和750V直流微电网中的挂网运行[12-13]。文献[14]采用SiC功率器件研制了面向光伏变流器并网应用的1MV·A AC-DC型PET样机，对其效率优化策略开展了研究。华中科技大学研制了可改善工厂供电质量的单向潮流AC-DC型PET样机[15]。
随着传统交流配电网中直流用电负荷及能源的出现与广泛应用，具有多交直流电压等级接口的PET对于整合多类型直流电源与负荷具有一定优 势[16-17]。目前，PET主要呈现两端口或三端口形式，同时控制模式与运行方式相对简单[18]，难以满足交直流混合配电网对多类型能源的灵活接入及柔性调控日益增长的需求。
基于此背景，2017年国家启动了“基于电力电子变压器的交直流混合可再生能源技术研究”重点研发计划项目。项目在国际能源变革论坛所在地苏州同里开展示范验证，建设包含风力发电、光伏发电、太阳能热发电及热利用、储电、储热等分布式可再生能源的基于PET的交直流混合配电系统。该系统依托大容量多端口PET构建交直流混合配电网，可通过直流跨馈线互联实现电压支撑和潮流均衡，提高系统可靠性和电能质量，更好地接纳分布式电源、储能设备和直流负荷，是未来配电网的一个重要发展趋势[3]。苏州同里基于PET的交直流混合配电系统如图1所示。
图1 苏州同里基于PET的交直流混合配电系统
Fig.1 AC and DC hybrid distribution system in Tongli Suzhou
本文针对苏州同里交直流混合配电系统中多电压等级交直流分布式可再生能源、负荷灵活接入的应用需求，开展大容量电力电子变压器样机研制工作，重点针对所研制的3MV·A四端口电力电子变压器（AC 10kV、AC 380V、DC ±750V、DC ±375V端口），从PET的电路拓扑和控制策略的角度，对电力电子变压器样机设计的关键技术进行说明。通过PET样机研制和实际运行，为PET进一步拓展在低压配电系统中的应用，实现低压配电接入灵活可控奠定了实践基础。
在苏州同里交直流混合配电系统中，电力电子变压器具备4个电气端口，分别连接AC 10kV母线、DC ±750V母线、DC ±375V母线和AC 380V母线。其中，PET的10kV交流端口接入交流电网，始终运行于并网模式。±750V直流端口供电半径较大，可接入1 500V和750V大容量的直流分布式电源、储能与负荷，并可与供电分区的直流配电分区并联运行，可运行在离网或并网方式下。±375V直流端口供电半径和容量较小，主要供给附近区域内的375V和750V直流负荷以及储能。380V交流端口可与交流电网并网运行，并就近接入交流电源和负荷。AC 380V电网也可运行在离网或并网方式下。表1为PET 4个端口的运行特性及容量，4个端口均可实现潮流双向流动。除了10kV交流端口外，其余3个端口还具备并网和离网运行方式。
现有的级联H桥（Cascade H-Bridge, CHB）型PET以及MMC型PET在低压直流侧通常设计为伪双极型直流端口，直流母线的单极电压不易稳定，且供电可靠性较差。基于此，本文提出一种多端口、直流侧真双极型的PET电路拓扑，如图2所示。该PET电路直流侧采用真双极直流端口，可提供灵活的接入方式，适用范围更广，且直流侧各极可独立控制与隔离，提高了供电质量和可靠性。
表1 PET的端口特性及容量配置
Tab.1 Characterizations and capacity configuration of each port in PET
端口类型 特性 并网离网潮流双向容量 10kV交流√×√3MV·A ±750V直流√√√3MW ±375V直流×√√0.3MW 380V交流√√√0.5MV·A
注：“√”表示具备该特性；“×”表示不具备该特性。
图2 PET电路拓扑
Fig.2 Topology of PET
在本文PET电路拓扑中，以10kV交流与±750V直流端口间的电能变换电路为PET的主体部分，并以±750V真双极直流母线为电能枢纽，其余低压端口可由±750V直流母线进行DC-DC或DC-AC变换得到。PET的主体部分是由两套级联H桥（CHB）型电路采用双星形联结的方式构成，对应图2中的正极变换器和负极变换器。每极变换器由三个相单元构成，每个相单元，即单相CHB型电路中包含N=6（其中含1个冗余子模块）个结构相同的子模块。子模块采用输入侧串联、输出侧并联的连接方式，既可匹配10kV交流电网接入的电压要求，又可满足低压直流侧电流应力。
子模块内包含AC-DC和DC-DC两级电能变换，AC-DC采用H桥电路，DC-DC通常可采用移相控制式双有源桥（Dual Active Bridge, DAB）电路或串联谐振型变换电路。在软开关特性方面，前者的功率器件仅在一定的电压比范围以及负载工况内可实现全部软开关。后者采用开环控制方式，更容易实现宽载荷范围下的软开关运行。在电压控制特性方面，前者对直流电压进行闭环控制，电压控制精度高，但是两侧的直流电压受触发脉冲影响较大，需要施加串联均压控制算法[18-19]。而后者两侧的直流电压由串联谐振电路特性所决定，在元器件参数差异条件下，各模块串联侧直流电压存在一定偏差，但在并联侧直流电压钳位作用下，各模块直流电压不会发散，无需施加均压控制[20]。基于此，本文PET中子模块DC-DC采用串联谐振型变换器，并且在高频变压器的一次、二次侧各串联一个谐振电容Crp和Crs，与变压器的漏感Lr、励磁电抗Lm共同构成了CLLC串联谐振电路。该电路采用开环控制方法，根据两侧变流器的功率流向的变化，令功率送端变流器输出固定频率的方波电压，功率受端变流器则为不控整流桥方式。
图3所示为CLLC串联谐振变换器的基本工作原理，图中给出了一个开关周期内的H桥开关信号g14、g23与高频交流电流ish。其中，g14为H桥中1、4管IGBT的驱动信号，g23对应2、3管IGBT的驱动信号。图中，Ts为方波电压周期，Tr为串联谐振电路的谐振周期，Td为死区时间，可知
（1）
图3 CLLC型串联谐振变换器工作原理
Fig.3 Basic operation principle of a CLLC series resonant converter
CLLC串联谐振变换器的工作原理与LLC串联谐振变换器相似，文献[21-23]介绍了以Si-IGBT器件构建的LLC谐振变换器的运行特性，文中分析了功率送端的H桥侧，在高频变压器的励磁电流的作用下会使得在桥臂中一个IGBT关断后，在死区时间内电流换相至另一个IGBT的续流二极管中，导致电压提前反向，因而IGBT开通时为零电压开通（Zero Voltage Switching, ZVS）。文献[20]分析了死区时间对IGBT关断动态过程以及开关损耗有较大影响，延长死区时间可使得IGBT关断过程中载流子复合更充分，n-层储存的电荷能够释放更完全，进而可以降低IGBT开关损耗。但另一方面，死区时间的延长又会导致有效功率传输时间缩短，增加了导通损耗和电流应力。基于文献[20]中的试验测试方法以及测试数据，本文设置DAB电路死区时间Td=8μs。子模块的主要元器件与控制参数设置见表2。
表2 PET电路参数
Tab.2 Parameters of PET
参 数数 值 PET极变换器高压直流电容Ch/mF3 低压直流电容Cl/mF4 高压额定电压Vch/V1 916 低压额定电压Vcl/V750 CHB调制频率fchb/Hz500 级联模块数N6 冗余模块数Nr1 正常投入模块数Nnom5 交流侧电抗器Larm/mH15 谐振变换器高频变压器匝数比n239 变压器一次侧漏感Lr/μH35 变压器额定频率fls/kHz5 一次侧励磁电感Lm/mH20 一次侧谐振电容Crp/μF330 二次侧谐振电容Crs/μF160 谐振周期Tr/μs177 死区时间Td/μs8 开关周期Ts/μs193 DC-DC高压直流电容Cbh/mF4 低压直流电容Cbl/mF10 滤波电感Lb/mH0.4 开关频率fbs/kHz5 DC-AC直流电容Cv/mF6.96 交流滤波电抗Lr/μH80 交流滤波电容Cvf/μF492 交流滤波电抗Lvg/μH14
在PET的DC ±750V正、负极母线各自通过DC-DC变换后降压得到±375V直流双极母线。PET的-750V直流母线通过三相DC-AC变换可得到380V交流母线。DC-DC变换器和DC-AC变流器电路拓扑如图4所示，图中，双极DC-DC变换器采用两台Buck变换器构成，每一台均可独立运行，提高了端口运行可靠性。DC-AC变流器采用三相三电平T型变流器构成，与常规的两电平变流器、三电平NPC变流器相比，它除了具有与两电平变流器相近的低导通损耗、控制简单等优点，还具有三电平变流器开关损耗低、电能质量高等优点。本文PET样机中采用的DC-DC变换器和DC-AC变流器相关参数，见表2。
图4 PET低压直流、交流端口电路拓扑
Fig.4 Topologies of LVDC and LVAC port in PET
本文PET提供了多路电气端口，便于多类型不同电压等级的交直流能源与负荷灵活接入，但多端口间潮流控制耦合性强，端口运行工况复杂，难以实现各端口传输功率及端口电压独立控制。因此，本文采用以±750V直流母线为能量汇集的枢纽，通过集中的端口功率协调控制器实时调控其余端口的功率指令，构建包含系统级、变流器级和功率单元级的分层分布式控制策略，PET分层控制原理如图5所示。
图5中以单个子模块代表PET的10kV交流分区，以DC-DC变换器代表PET的375V直流分区，以三相DC-AC变流器代表380V交流分区。其中，10kV交流正、负极的两个分区由于能量传输容量最大，并集成±750V直流母线的电压和功率控制，为主要控制分区。以下主要对10kV交流分区的控制策略进行介绍，正极和负极分区的控制策略无本质区别，因而不做分别介绍。
图5 PET分层控制原理
Fig.5 Schematic diagram of layering and distributing control system in PET
在PET中，380V交流分区存在着离网运行和并网运行两种工作模式，同时接受系统级控制指令进行工作模式的切换。380V交流分区三相逆变器的直流侧连接于PET的-750V直流母线上。仅当-750V直流母线电压建立后，三相逆变器方可进行输出控制。PET中的375V直流分区运行在离网工作模式下，在检测到±750V直流母线电压建立后方可具备启动运行条件。380V交流分区与375V直流分区可采用常规的闭环控制策略，如图5中所示，在此不再赘述。
PET的10kV侧交流端口仅可运行在并网模式下，根据750V直流端口的开关状态的不同，该分区具备两种运行方式，分别为：
（1）联合并网运行方式。在PET的10kV交流和750V直流端口均并网的模式下，直流侧端口电压由直流电网提供，仅需要控制PET的10kV交流侧并网功率。
（2）交并直离运行方式。在PET的10kV交流端口并网，750V直流端口离网的模式下，控制器除了控制10kV交流侧的并网功率以外，还需要控制750V直流侧的电压。
文献[21-22]分析了串联谐振变换器的工作特性，并建立了平均值等效模型。在此基础上，结合CHB电路和谐振变换器的平均值等效模型，可以建立包含单个相单元的平均值等效模型，如图6所示。图中以a相为例，ega和iga分别表示10kV交流电网的电压和电流，ucl为±750V侧端口直流电压。谐振变换器采用文献[22]的建模方法，在高频变压器电压比为n的情况下，可设定谐振变换器高压侧、低压侧的直流电流满足idha_k
idla_k=1n（k=1, 2,…, Nnom），Leqk和reqk分别为第k个谐振变换器的等效电感和等效电阻。CHB采用载波相移调制，各模块调制比设定为mca_k，各子模块中的CHB在交流侧等效为mca_kucha_k的电压源，在直流侧等效为mca_kiga的电流源，根据基尔霍夫定律，由图6可得到
（2）
（3）
考虑PET三相电路对称，在采用同步旋转坐标变换后，可得
图6 PET相单元平均值等效模型
Fig.6 Average equivalent model of phase cell in PET
（4）
（5）
式中，w 为交流电网角频率；mgd和mgq分别为d、q轴下交流侧级联H桥的开关函数；uch为忽略各模块H桥直流电压差异下的平均电压。
在PET的10kV交流分区中，交流侧输入的功率需要和直流侧流出功率、电容吸收功率之和相等，才能保证直流侧电容电压平衡，即
（6）式中，线路损耗和器件损耗被忽略了，idla为A相电路直流输出电流之和，即
（7）
在直流输出侧，由图6可知
（8）式中，idca_k为第k个模块流入负载的电流。由式（6）和式（8）可得
（9）
忽略PET内部参数差异性，化简可得
（10）由式（4）、式（5）和式（10）可得
（11）式（11）所示方程可类比于两电平换流器，因而可以采用两相同步旋转坐标系下的电流、电压控制方法。
在联合并网运行方式中，PET的750V直流端口电压由外部接入的直流电网或电源提供，仅需对10kV交流侧的功率进行控制。在同步旋转坐标系下，采用交流网侧电流闭环控制策略，外环通过有功功率环和无功功率环计算出电流参考值，10kV分区控制框图如图7所示。
图7 10kV分区控制框图
Fig.7 Control diagram of 10kV partition
图7中，
和
分别为10kV交流端口的有功功率和无功功率的指令值，进而可以计算出交流侧有功、无功电流参考值
和
，并作为电流环PI控制器的输入，电网侧电压egd和egq作为前馈项可改善控制器动态性能。控制器输出iout经过dq反变换后作为CHB的三相交流参考波，通过载波相移调制后生成CHB的触发信号。
在交并直离运行方式中，PET的控制目标包括750V直流侧的电压，以及10kV交流侧的功率。与方式（1）的控制策略相比，将有功功率外环控制器切换至直流电压外环控制器，通过系统预设的直流电压参考值
与直流母线电压ucl进行闭环控制生成有功电流参考值。
通过系统控制级的功率协调控制器可建立分区间的协调控制策略，对各分区的运行方式、启停顺序以及端口功率运行区间进行协调控制与综合优化。本文PET样机的4端口运行工况复杂多样化，正、负极端口的功率可以独立调节，考虑各端口潮流均可双向流动，在实际运行中各端口功率通过分区间功率协调控制可实现灵活的调控特性，并可通过优化端口潮流实现系统高效运行。
本文以各分区中电力电子变换器的额定容量为约束条件，对不同运行方式下多端口功率运行区间进行限制。根据各端口功率调节的耦合性，可以将PET视为正、负极两个完整的多变流器系统，每一个变流器系统可以等效为一个单输入多输出的多节点网络，每个节点的潮流均可双向流动，正、负极的多节点网络拓扑如图8所示。图中，PET的正极、负极变流系统分别可以等效为一个三节点网络和四节点网络，其中，功率流向以箭头方向为正，忽略PET内部元件损耗，则有
（12）
图8 PET的节点网络拓扑
Fig.8 Node network chart of PET
结合本文各分区控制策略可知，在图8所示的多节点网络中，各节点根据其运行方式可以分为电压控制节点和功率控制节点。在满足式（12）的节点功率约束关系条件下，通过设置一定的自由度可以优化调节端口潮流分布。例如，结合分时电价可以制定节能调控方案，在波峰电价时，通过增加±750V端口的储能设备利用率，减小从10kV交流电网侧吸收有功功率；而在波谷电价时，更多地利用10kV交流电网侧有功功率。
本文PET样机已在苏州同里交直流混合配电系统中开展样机测试。为了方便对各种载荷工况下PET的运行特性进行测试，在工程示范现场构建了以下实验环境，PET实验原理如图9所示。
图9 PET实验原理
Fig.9 Experimental diagram of PET
在该实验环境中，PET的10kV交流端口与380V交流端口均连接至交流电网，两个交流端口运行在并网方式下。而直流侧±750V端口和±375V端口则运行在离网方式下，且各自将端口正、负极通过两台并网变流器连接至交流电网。
测试环境中还包括对各端口的电压、电流电气量的测量，并将测量信号接入录波与功率分析仪中，PET样机及测量仪器如图10所示。
图10 PET样机及测量仪器
Fig.10 PET prototype and measuring instrument
通过调节并网变流器1号和2号的功率可以改变±750V直流端口的潮流，通过调节并网变流器3号和4号的功率可以改变±375V直流端口的潮流，通过改变380V交流分区功率设定值可以改变该交流端口的功率。图11所示为分别调节±750V直流端口的功率值时，±750V直流端口电流I750p、I750n以及10kV交流侧有功功率P10k的动态波形。图12所示为调节PET的-750V、-375V直流端口的功率值时，-750V与-375V直流端口电流I750n、I375n以及10kV交流侧有功功率P10k的动态波形。这两个直流侧功率动态调节过程中，10kV交流侧有功功率随之改变，动态性能良好，并且PET中正、负极变流器均运行至额定功率点。图13、图14分别为PET的+750V直流端口运行至额定功率时，10kV交流侧和+750V直流侧的电压电流波形。图13中三相电流对称，其峰值约为125A。图14中电压U750p波动较小，纹波峰峰值约为4V，纹波峰值系数小于1%，电流I750p约为2 000A，稳态输出性能较好。图15、图16为PET的-375V直流端口和380V交流端口运行在其端口额定工况下的电压、电流波形。图15中，-375V直流电压U375n纹波峰峰值约为11V，纹波峰值系数小于3%，电流I375n约为400A，该端口稳态性能良好。图16中，380V交流侧三相电流对称，三相电流谐波总畸变率分别为2.287%、2.112%和2.189%。实验结果表明，PET的4个端口稳态性能指标较好。效率测试结果显示，在该额定工况下，PET的正、负极变换器效率约为97%，±750V直流与±375V直流之间的非隔离DC-DC变换器效率约为99%，380V交流端口的隔离型DC-AC变流器效率约为97%，PET 4端口运行整体效率约为96.4%。
图11 ±750V直流端口功率调节工况下实验结果
Fig.11 Experimental results under ±750V DC port power regulation condition
图12 -750V和-375V直流端口功率调节工况下实验结果
Fig.12 Experimental results under -750V and -375V DC ports power regulation condition
图13 10kV交流端口稳态实验结果
Fig.13 Experimental results of 10kV AC port under steady state condition
图14 +750V直流端口稳态实验结果
Fig.14 Experimental results of +750V DC port under steady state condition
图15 -375V直流端口稳态实验结果
Fig.15 Experimental results of -375V DC port under steady state condition
图16 380V交流端口稳态实验结果
Fig.16 Experimental results of 380V AC port under steady state condition
本文PET样机中，中间环节CLLC串联谐振变换器的软开关运行对PET运行效率影响较大。图17所示为PET的10kV交流侧工作在额定功率下的单模块中CLLC谐振变换器的一次、二次电压uph、ush与电流iph、ish的波形。此时，功率由低压侧向高压侧传输，因此高压侧即高频变压器一次侧的H桥中IGBT处于闭锁状态，通过二次侧的H桥产生的方波电压进行控制。从图17a中可以看出，在有效功率传输期间，变压器两侧电流呈现规则正弦波形。通过对开关期间细节进行放大的图17b可以看出，在关断时刻t10，二次侧H桥的S2s、S3s的IGBT关断，电压uph、ush开始上升，此时流过二次侧IGBT的电流较小，近似为零电流关断。而在死区时间TD内，电压uph、ush完成了反转，意味着电流ish由S2s、S3s换流至S1s、S4s的续流二极管中。这也使得在开通时刻t20，二次侧S1s、S4s的IGBT为零电压零电流软开关（Zero Voltage Zero Current Switching, ZVZCS），同样S2s、S3s的开关过程与S1s、S4s相同，开关损耗较小。
图17 CLLC谐振变换器及细节放大
Fig.17 An enlarged detail of the CLLC resonant converter
能够实现源-荷-储等多种设备接入并具备不同电压等级网络互联互济功能的PET是未来交直流混合配电网的核心设备。针对苏州同里交直流混合配电系统中包含多种电压等级（375V、750V和1 500V）直流接入，以及10kV和380V交流接入的应用需求，本文设计了包含AC 10kV、AC 380V、DC ±750V、DC ±375V四种端口的PET拓扑，具体结论如下：
1）所设计的PET拓扑10kV交流侧为三相CHB型电路，DC-DC环节采用CLLC串联谐振变换器，可实现零电压开通运行，大幅度降低器件开关损耗。PET所有直流端口均采用真双极结构，可同时接入375V、750V和1 500V三种电压等级的直流发电、用电设备。
2）针对PET所接入的交直流混合配电系统多运行场景的复杂工况，本文提出划分10kV分区、375V分区和380V分区的分层分布式控制策略，可适用于多种运行工况，示范工程中试验测试数据验证了控制策略的有效性。
3）本文10kV-3MV·A PET样机在苏州同里交直流配电系统中的应用为PET进一步在电网中应用推广提供了一个典型案例。
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10kV-3MV·A Four-Port Power Electronic Transformer for AC-DC Hybrid Power Distribution Applications
Abstract Power electronic transformer is the key equipment for AC and DC power conversion and control in AC-DC hybrid power distribution system. Taking the 10kV-3MVA four-port PET prototype applied in Suzhou Tongli AC-DC hybrid power system as the object, this paper studies the circuit topology design and distributed control technology, and proposes a circuit topology and its port coordination control strategy suitable for multi-port DC bipolar application. Herein, the access requirements of AC and DC equipment with multiple voltage levels and the complex application scenarios of AC-DC hybrid power distribution are considered. Simulation and test results verify that the PET design can meet the complex application requirements of AC-DC hybrid power distribution system, and has important practical significance for the promotion and application of PET in AC-DC hybrid distributed power grid.
keywords：Power electronic transformer, solid state transformer, multi-port, AC-DC hybrid distribution system, coordinated control
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.L90396
中图分类号：TM46
高范强 男，1984年生，副研究员，硕士生导师，研究方向为大功率电力电子技术。E-mail: gaofanqiang@mail.iee.ac.cn
李子欣 男，1981年生，研究员，博士生导师，研究方向为电力电子变流与控制技术。E-mail: lzx@mail.iee.ac.cn（通信作者）
国家自然科学基金项目（51707184）和中国科学院青年创新促进会（2019144）资助。
收稿日期 2020-07-11
改稿日期 2020-12-07
（编辑 陈 诚）