摘要 该文提出一种基于有源钳位技术的单级隔离型AC-DC功率因数校正变换器拓扑，该变换器具有升压和功率因数校正功能，且仅通过单级功率变换实现输入和输出电压的隔离。首先，详细分析该拓扑的工作原理；然后，通过合理设计谐振电感和电容参数，并结合有源钳位技术，降低开关管的电压应力，并实现主开关管和辅开关管的零电压开通和二次侧整流二极管零电流关断；最后，详细推导该变换器关键元器件的设计过程，并搭建开关频率为85kHz的基于SiC功率器件3kW实验样机，对所提拓扑工作原理的正确性和可行性进行实验验证。该变换器能工作于较宽的输入电压范围，具有元器件少、控制方法简单、功率因数高和能量转换效率高等优点。
关键词：功率因数校正 有源钳位 谐振型 碳化硅
为了减少对电网的谐波污染，满足国际电工委和美国电气与电子工程师协会制定谐波规范和标准，在计算机、不间断电源和通信电源等许多工业中应用的交直流变换器广泛地采用了有源功率因数校正（Power Factor Corrected, PFC）技术[1-5]。
传统的功率因数校正拓扑一般分为两极[1-6]：前级用于实现整流升压和功率因数校正功能[3-4]；后级用于电气隔离和输出电压调节。这类拓扑具有输出电压调节范围宽和电压纹波小等优点。为了满足各种功率场合的需求，以及追求高能量转换效率，提出各种拓扑组合的两级方法[3-7]。文献[4]提出了一种基于两级变换的3.3kW电池充电方法，前级采用交错并联升压功率因数校正拓扑，后级采用改进型的移相全桥拓扑，减小输入电流纹波，同时由于后级实现了开关管的零电压软开关（Zero Voltage Switching, ZVS），峰值效率达93.6%。文献[5]提出了一种前级采用Sepic电路用于功率因数校正，后级采用LLC电路实现电压调整和电气隔离的方法，并采用了SiC功率器件，功率密度得到了提高，但峰值效率只有93.5%。为了实现宽负载电压范围的恒流输出，文献[6]提出前级采用全桥LLC谐振变换器，后级采用Boost升压电路的方法，但整体效率仍低于92.5%。科锐公司提出了一种6.6kW高效率、高功率密度双向电动汽车车载充电器方法[8]，前级采用Totem-Pole整流器，后级采用基于CLLC全桥谐振拓扑，通过改变直流母线电压，后级DC-DC部分能实现宽范围软开关工作状态，峰值效率最高可达97%，但采用了12个SiC功率器件，成本相对较高，且控制方式也较为复杂。总体来说，采用传统两级拓扑的方法，虽能实现较高的输入功率因数和较低的输出电压纹波，但由于前级和后级分开控制，控制方法复杂，并且由于使用元器件较多，导致开关损耗增大，一般情况下转换效率不是太高。而单级隔离型变换器由于使用元器件少和能量转换效率高，成为近年来研究热点[9-21]。
文献[9]提出一种Buck-Flyback单级PFC变换器发光二极管（Light Emitting Diode, LED）驱动拓扑，仅使用一个开关管和一个控制器，具有输入功率因数高、低成本和能量转换效率高等优点。文献[10]提出一种基于准谐振技术的Boost-Flyback方法，通过增加一个辅助绕组，使得输入电感工作于电流断续模式，实现了更低谐波含量的输入电流和更高功率因数的目的。文献[11]采用了基于两开关谐振变换器拓扑，降低了主开关管和二极管的电压应力，同时通过漏感能量回收技术，实现了更高的转换效率。文献[12]提出了一种Buck-Boost功率因数校正和带隔离DC-DC变换单元的单级LED驱动电源，电路工作于电流断续模式，通过开关管重复使用和提高变压器磁心利用率，降低了二极管的电压应力，实现了较高的能量转换效率。此外，还提出多种适用于小功率应用场合的单级隔离型功率因数拓扑[13-19]。文献[20-21]提出了适用于中大功率场合Cuk型单级隔离型PFC拓扑，采用了零电压转换软开关技术，实现了主开关管零电压开通和辅开关管的零电流软开关（Zero Current Switching, ZCS）开通与关断，额定负载情况下具有输入侧功率因数高、电流谐波含量低和输出电压纹波小的优点，但能量转换效率不高。文献[22]将三电平拓扑应用于单级隔离型功率因数校正场合，通过三电平桥臂的开关管重复使用技术，部分开关管工作于零电压开通或零电流开通状态，但输入电流谐波含量较高，且由于功率器件使用较多，能量转换效率较低。文献[23]提出了一种采用单开关管的隔离型DC-DC变换器，并采用无源器件实现了开关管的零电压关断和零电流开通，且整流二极管也工作于零电流关断状态，但电路无源器件使用较多，设计较为复杂。
本文在文献[23]的基础上提出了一种改进型单相单极隔离型谐振软开关功率因数变换器拓扑，通过有源钳位技术，能降低开关管电压应力，实现主开关管和辅开关管的零电压开通，并将其应用于中大功率应用场合。实际上，本文采用了LC串联谐振软开关技术[24-25]，通过合理地设计串联谐振电感和电容参数，可以实现开关管的零电压开通和输出整流二极管的零电流关断。本文首先，对所提的单级功率因数校正拓扑的软开关工作原理进行了介绍；然后，对拓扑的关键元器件参数给出了详细设计过程；最后，搭建了基于SiC器件的3kW实验样机，对所提拓扑及其工作原理的正确性和可行性进行仿真和实验验证。该变换器具有电气隔离、宽输入电压范围、开关损耗低、电能转换效率高等诸多优点。
提出的单相有源钳位单级隔离型功率因数变换器主电路拓扑如图1所示。输入交流电Vin通过二极管整流成直流电压|Vin|，再通过谐振隔离升压拓扑将能量传递到变压器二次侧，最后通过二极管整流成直流。由于本文研究的单相PFC变换器功率较大，二次侧采用全桥整流方式。开关管S1为主开关管，辅开关管S2与钳位电容Cc构成有源钳位电路，用来降低主开关管过大的电压应力。变压器的一次侧连接着谐振电感Lr、谐振电容Cp和输入电感L，变压器二次侧连接谐振电容Cs和输出整流二极管。变压器一次侧电容Cp和二次侧电容Cs构成谐振电容Cr，且
，n为变压器一次侧与二次侧之间的匝数比。电感Lr与等效电容Cr构成串联谐振电路。通过合理设计谐振电路参数，能实现主开关管S1、辅开关管S2的ZVS开通和二次侧整流二极管ZCS关断。变压器的二次侧连接桥式二极管VD5～VD8，整流后并联滤波电容Co。主开关管S1与辅开关管S2由一组带死区的互补信号来驱动。Cs1和Cs2分别为主和辅开关管的寄生电容。由图1可知，所提带隔离的功率因数变换器拓扑只需经过单级变换就能实现AC-DC功能，元器件使用较少，且开关管能工作于较高的开关频率，因此具有能量转换效率高和装置体积小等有优点。下面对该拓扑的工作原理进行详细分析。
图1 单相单级隔离型功率因数变换器主电路拓扑
Fig.1 Topology of single-phase single-stage isolated PFC converter
若电路工作于电流连续导通模式（Continuous Conduction Mode, CCM），为了简化理论分析，作以下假设：
（1）由于开关频率fs远大于市电频率fg，假定每个开关周期内的交流输入电压Vin为定值。
（2）输入电感L、谐振电容Cp和Cs、谐振电感Lr、钳位电容Cc和输出电容Co均为理想元器件，且满足Cp
Cc、CsCc及LrL。
（3）变压器为理想变压器，且变压器一次侧与二次侧匝数比满足np
ns=n，其中，np为变压器的一次侧匝数，ns为二次侧匝数。
（4）输出电容Co和钳位电容Cc足够大，每个开关周期内输出电压Vo和钳位电容电压VCc基本保持不变。
（5）电感Lr与等效电容Cr构成串联谐振电路，且谐振频率
高于开关频率fs。为了便于控制器设计，以及实现变压器二次侧整流二极管的ZVS功能，主开关管S1导通的时间必须满足Ton≥0.5Tr，Tr为Lr和Cr构成的谐振电路的谐振周期，Tr=1/fr。
在整个交流输入电压Vin的正、负半周期内，输入侧整流桥的输出电压|Vin|始终为正值，因此，为了简化变换器的分析，只对交流输入电压正半周期时的工作情况进行分析，同时去掉输出侧二极管整流桥。由于输出电容Co足够大，可以认为输出电压Vo在一个开关周期内基本保持不变；输入电压为负半周期时，情况类似。图2为输入电压为正半周期时的工作模态分析，其对应的波形如图3所示。该拓扑采用有源钳位技术，能有效地减小主开关管S1的电压应力，同时主开关管S1和辅开关管S2均能实现零电压开通，二次侧整流二极管能实现零电流关断。
图2 输入电压为正半周期时的工作模态分析
Fig.2 Working mode when input voltage at positive grid cycle
图3 电路主要工作波形
Fig.3 Operation waveforms for proposed converter
模态1（t0, t1）：如图2a所示，这一阶段辅开关管S2关断，谐振电感电流iLr给谐振电容Cp充电。由于主开关管S1反并联的二极管VDs1已经导通，若此时门极驱动信号变高，主开关管S1能实现零电压开通。这一阶段中辅开关管S2始终处于关断状态，谐振电感电流iLr开始减小，到t1时刻变为零，且即将开始反向，谐振电容Cp达到最大电压值VCp(max)，变压器二次侧输出整流桥二极管VD5和VD8实现零电流关断，这一过程结束。
模态2（t1, t2）：如图2b所示，主开关管S1导通，辅助开关管S2关断，输入电压Vin给电感L线性充电，谐振电感Lr与等效电容Cr构成的串联谐振电路发生谐振，谐振电感电流iLr由零开始反向，一次侧谐振电容Cp放电，变压器二次侧输出整流二极管VD6和VD7导通。流过主开关管S1的电流is1等于输入电感电流iL和谐振电感电流iLr之和。到t2时刻，谐振电感电流iLr=0，在t2时刻谐振电感电流iLr降为零，输出整流桥二极管VD6和VD7实现零电流关断，主开关管S1还保持导通。输入电流iL、谐振电流iLr和一次侧谐振电容电压VCp分别表示为
（1）
（2）
（3）
（4）其中
式中，iLr(max-)为谐振电感电流iLr为负时的峰值。
这一过程中，由于主开关管S1导通，其寄生电容电压VCs1为零，变压器一次侧谐振电容Cp放电，由于主开关管S1的导通时间大于或等于谐振周期的一半（Ton≥0.5Tr），到t2时刻，谐振电感电流iLr降为零，谐振电容Cp电压降到最小值VCp(min)。变压器二次侧电容Cs与一次侧电容Cp工作过程类似。这个模态持续的时间刚好等于半个谐振周期0.5Tr。
模态3（t2, t3）：如图2c所示，主开关管S1保持开通，输入电压继续给电感L充电，输入电感电流iL继续上升，流过主开关管S1的电流is1等于输入电感电流iL，变压器二次侧输出电容Co为负载提供能量。当t=t3时，主开关S1关断时，这一阶段结束。流过主开关管S1的电流可表示为
（5）
（6）
（7）
模态4（t3, t4）：如图2d和图2e所示，在t3时刻，主开关管S1关断，辅开关管S2尚未开通。输入电感电流iL给主开关管S1的寄生电容Cs1充电，并给辅开关管S2的寄生电容Cs2放电，同时也给钳位电容Cc充电。由谐振电感Lr和等效电容Cr构成的串联谐振支路发生谐振，谐振电感电流iLr由零开始增加，输出整流桥二极管VD5和VD8导通。主开关管寄生电容电压VCs1由零上升至钳位电容电压VCc，主开关管S1的漏源电压VCs1、输入电感电流iL和谐振电感电流iLr分别为
（8）
（9）
（10）
这一阶段寄生电容Cs1充电和寄生电容Cs2放电时间极短，辅开关管S2的反并联二极管VDs2开始导通，如图2e所示。由于钳位电容Cc远大于寄生电容Cs1和Cs2，电容电压VCc保持恒定。在t4时刻，寄生电容电压Cs1充电和Cs2放电完成，辅开关管S2反并联的体二极管VDs2导通，可以得到这个阶段时间间隔为
（11）为了实现辅开关管S2零电压开通，电感L中存储的能量必须大于寄生电容Cs1和Cs2存储的能量，即
（12）
模态5（t4, t5）：如图2f所示，在t4时刻，若辅开关S2门极驱动信号变高，由于其反并联二极管VDs2已导通，则辅开关管S2能实现ZVS开通。输入电感电流iL将继续减小，斜率为
，钳位电容电流iCc直到t5时刻变为零。由于谐振电感电流iLr一直给谐振电容Cp充电，谐振电容电压VCp增加。输入电感电流iL为
（13）模态6（t5, t6）：如图2g所示，在t5时刻，当谐振电感电流iLr等于输入电感电流iL时，辅开关管S2的电流变为零，且开始由漏极流向源极，其电流流向发生了改变。直到t=t6时刻，辅开关管S2关断时，这一阶段结束。这一过程中谐振电感电流iLr方向始终为正，并且一直给一次侧谐振电容Cp充电，谐振电容电压VCp增加，变压器二次侧二极管VD5和VD8保持导通。
模态7（t6, t7）：如图2h所示，在t6时刻，辅开关管S2关断，谐振电感电流iLr给主开关管S1寄生电容Cs1放电，同时给辅开关管S2寄生电容Cs2充电。谐振电感电流iLr开始减小，但方向保持不变。为保证主开关S1的ZVS工作，寄生电容电压VCs1需在这一阶段结束前变为零，使得主开关管反并联二极管VDs1导通。因此，存储在谐振电感Lr中的电能必须比存储在寄生电容Cs1中的电能大，使得寄生电容Cs1中存储的能量释放完毕，此时，主开关管电流需满足is1=iL-iLr≤0，因此，谐振电感Lr必须满足
（14）在t7时刻，主开关管S1的反并联二极管VDs1导通使得VCs1=0，若此时给主开关管S1施加驱动信号，能实现零电压开通，下一个开关周期开始。
电路稳定工作时，分析主开关管S1导通和关断时两种工作状态，在导通状态下，主电路稳态工作时等效电路如图4a所示，在关断状态下，主电路稳态工作时等效电路如图4b所示，在主开关管关断时，由于钳位电容Cc较大，钳位电压VCc几乎为恒定值，钳位支路电流iCc接近于零，为了分析简单可以将其忽略。由图4可知，当主开关管S1导通时，电感L两端的电压为|Vin|，电感L两端的伏秒乘积为|Vin|DTs，当主开关管S1关断时，谐振电感Lr与Cr串联，谐振电感iLr两端电压的平均值
。同理可得，电感L两端的伏秒乘积为
，根据输入电感L在一个开关周期中的伏秒平衡可知
（15）
图4 稳态工作时的等效电路
Fig.4 Equivalent circuit for steady state operation
式中，D为主开关管S1的占空比；Ts为开关周期；n为变压器的匝比，n=npns。将式（15）化简后得到变换器的转换比为
（16）单级隔离型谐振式功率因数校正变换器的交流输入电压为
（17）
式中，Vin(RMS)为交流输入电压的有效值；
，fg为交流输入电压的频率。结合式（16）和式（17）可得到变换器的电压增益为
（18）由式（18）可得占空比为
（19）
由工作模态7可知，为了实现主开关管S1零电压开通，存储在电感中电流iLr给主开关管寄生电容Cs1放电和辅开关管寄生电容Cs2充电，并且使得主开关管S1反并联二极管VDs1导通，此时主开关管电流需满足is1=iL-iLr≤0，即满足
（20）
（21）
同理，为了实现辅开关管S2零电压开通，由前面分析可知，存储在电感L中电流iL给辅开关管S2寄生电容Cs2放电和主开关管S1寄生电容Cs1充电，并使得辅开关管S2反并联二极管VDs2导通，即满足
（22）本文搭建了功率为3kW的实验样机，变换器的实验参数见表1。下面详细计算部分主电路参数。
表1 变换器的实验参数
Tab.1 Experimental parameters for the proposed converter
参 数数值(型号) 交流输入电压有效值Vin(RMS)/V175～265 交流输入电压频率f/Hz47～53 输入电感L/mH450 直流输出电压Vo/V400 额定输出功率Po/W3 000 开关频率fs/kHz85 输出滤波电容Co/mF2 200 钳位电容C/mF50 变压器匝比n6:7 谐振电感Lr/mH5 输入电感L/mH450 一次侧电容Cp/mF2.2 二次侧电容Cs/mF0.5 碳化硅开关管C3M0021120D 输入整流二极管IXYS DSP25-12A 二次侧整流二极管RHRP1560
2.3.1 输入电感L和输出电容Co
输入电感电流iL可以看成线性变化，输出功率一定时，输入电压有效值越小，输入电流iL的有效值越大。假设电感电流纹波I%=20%，且电路工作于CCM，忽略损耗，根据输入侧和输出功率相等原则，计算输入电感值为
（23）若输出电压纹波
，计算滤波电容值为
（24）
在实际电路中，取输入电感L=450mH，Co= 2 200mF。
2.3.2 开关管电压应力、谐振电路和钳位电容
为了便于计算，将变压器二次侧归算到一次侧，得到等效电路如图5所示。由图5分析可知，主开关管S1最大电压应力为
（25）
图5 单级谐振隔离型变换器等效电路
Fig.5 Equivalent circuit for single-stage resonant isolated converter
根据模态2和模态3的分析，稳定工作情况，流过二极管VD6和VD7的电流满足
（26）
由式（26）可以推出
（27）分析得到，辅开关S2的最大开关应力和钳位电容电压VCc满足
（28）
由谐振电感Lr、谐振电容Cp和Cs构成的谐振电路是整个电路工作的核心。合理地设计谐振电感Lr、谐振电容Cp和Cs参数不仅能确保主电路正常工作，同时也是电路中功率器件能实现软开关的前提。谐振电感Lr的选取要确保主开关管S1能实现零电压开通，即满足式（20）和式（21），最终选取Lr=5mH，Cr=0.52mF，Cp=2.2mF，Cs=0.5mF。计算出谐振频率
。同时，通过验证，主开关管S1导通的时间Ton=DminTs≥0.5Tr，这样也能使输出整流二极管VD6和VD7满足零电流关断条件。
关于钳位电容的选取，首先钳位电容的容值越大越好，这样在主电路工作期间，钳位电容电压VCc基本保持不变。但过大的钳位电容会使变换器体积过大。另外，由工作模态6可知，当辅开关管S2导通后，实际上谐振电感iLr、谐振电容Cr和钳位电容Cc会存在谐振回路。若不考虑钳位电容Cc对主电路的影响，钳位电容Cc的容值要远大于谐振电容Cr，因此取Cc=50mF。由于
，这样钳位电容电压VCc在变换器工作期间，几乎保持不变。
为了验证所提出的单级隔离型功率因数变换器拓扑及其工作模式的正确性和可行性，搭建了基于SiC拓扑3kW实验样机，装置实物拓扑如图6所示。图6中，高频变压器采用两个二次绕组，经过整流二极管后并联，仿真和实验具体参数见表1，仿真采用PSIM软件。由于电路中功率开关器件工作频率较高，拓扑采用低成本的基于平均电流模式控制器UC3854作为控制芯片。
图6 实验拓扑
Fig.6 Experimental prototype
图7～图10为输入电压Vin有效值为220V和负载为3kW阻性负载时，测得相关的电压、电流波形。图7为输入电压Vin、输入电流Iin和输出电压Vo的仿真和实验波形。由图7可知，输入电流正弦度较好，且与输入电压几乎同相位，直流侧输出电压稳定在400V。采用Tek功率因数分析仪PA3000对满载时功率因数和电流谐波含量进行测试，输入功率因数高达0.99，输入电流谐波含量为4.7%，虽然过零点有较为明显的畸变，但总的电流谐波含量仍小于5%。
图7 输入电压、电流和输出电压的波形
Fig.7 Waveforms of input voltage, input current and output voltage
图8 输入电流、电容Cp和电容Cs的波形
Fig.8 Waveforms of input current, voltage of capacitor Cp and capacitor Cs
图9 主开关管S1和辅开关管S2零电压开通实验波形
Fig.9 Experimental waveforms of ZVS turning on for switch devices S1 and S2
图10 整流二极管VD5和VD6零电流关断实验波形
Fig.10 Experimental waveforms of ZVS turning off for switch devices VD5 and VD6
图8为变压器一次侧谐振电容Cp和二次侧谐振电容Cs电压仿真和实验波形。分析发现，一次侧谐振电容电压VCp与输入侧整流后的电压|Vin|相位和幅值几乎一致，与图4稳态工作时等效电路分析一致。
图9a和图9b分别为主开关管S1和辅开关管S2零电压开通波形。图9a中，主开关管驱动信号VgS1为高时，漏源之间的电压VdsS1由于反并联二极管VDs1已导通降为零，实现了主开关管S1零电压开通。辅开关管S2工作方式类似，如图9b所示。
二次侧整流二极管零电流关断波形如图10所示。图10a和图10b分别为整流二极管VD5和VD6电压、电流波形，由于谐振电感电流iLr一个开关周期内方向的变化，二次侧整流二极管均能实现零电流关断。
图11为输入电压分别为175V和265V时，额定功率电阻负载下输入电压、电流和直流母线电压的实验波形。由图可知，所提拓扑能工作于宽输入电压范围，电流波形正弦度较好，且交流输入侧电压、电流同相位，能保证较高的输入功率因数，输出电压稳定在400V。
由于本文提出的单级隔离型功率因数拓扑将应用于可编程交流电源前级AC-DC功率变换场合，而目前文献[4]采用的方法被广泛的应用于该场合，因此本文将两种拓扑进行了比较，图12中，实线为所提拓扑的效率曲线，虚线为文献[4]效率曲线。图12为功率3kW时两种方案的转换效率曲线比较。从图12中可以看出，在输入电压为额定电压Vin=220V时，采用本文所提单级拓扑方法效率明显高于文献[4]两级拓扑方法，且峰值最大效率达到94.3%。当输入电压Vin=175V和265V时，采用本文单级拓扑的效率曲线如图12中实线所示。图13为输入电压为220V时功率因数，可以看出，输入侧具有较高的功率因数。
图11 输入电压、电流和输出电压实验波形
Fig.11 Experimental waveforms of input voltage, input current and output voltage
表2为本文所提单级隔离型功率因数拓扑与参考文献中的拓扑之间的详细比较。从比较结果可知，在单相大功率且不需要能量双向流动的应用场合，本文所提单级隔离型PFC拓扑在成本和转换效率方面提供了一种较好的折中方案。
图12 效率曲线
Fig.12 Measured efficiency curves
图13 输入电压为220V时的功率因数
Fig.13 Measured PF of AC voltage at 220V input
本文提出了一种带功率因数校正功能的单级隔离型AC-DC变换器拓扑，通过合理的设计串联谐振电感和谐振电容参数，并结合有源钳位技术，能实现电路拓扑主开关管、辅开关管零电压开通和输出整流二极管的零电流关断功能。搭建了基于SiC功率器件的3kW实验样机，验证了该拓扑及软开关工作方式的正确性和可行性。该拓扑具有以下优点：
表2 与其他拓扑的比较
Tab.2 Comparison of the proposed topology with other topologies
方法结构输入电压范围/V输出电压范围/V功率/W开关频率/ kHz功率器件数目磁性元器件数目峰值效率(%)成本 文献[4]两级85～265200～4503 30070+2008(二极管), 5(MOSFET)493.6中 文献[5]两级85～265100～4501 000100+2009(二极管), 5(SiC MOSFET)393.5高 文献[8]两级90～265250～4506 60067+20012(SiC MOSFET)397高 文献[9]单级100～2403636最高608(二极管), 1(MOSFET)390.8低 文献[12]单级198～2421501201007(二极管), 1(MOSFET)388.1低 文献[21]单级2202401 600255(二极管), 1(MOSFET)391中 本文方法单级175～2424003 000858(二极管), 2(SiC MOSFET)394.3低
1）该拓扑具有使用元器件较少、硬件成本低和能量转换效率高等优点。由于高频SiC功率器件的使用，使得磁性元器件体积减小，导通损耗降低。
2）功率开关管和输出整流二极管能工作于软开关状态，大大降低了开关损耗。
3）主开关管和辅开关管采用互补导通工作方式，且主电路拓扑控制方式简单，甚至可以用低成本的模拟控制芯片（如UC3854）实现。
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A Single Stage Isolated AC-DC Power Factor Corrected Converter with Active Clamping
Abstract A single-stage AC-DC isolated power factor corrected converter topology with active clamping is proposed in this paper. The converter has the functions of step-up and power factor correction, and only realizes the isolation of input and output voltage through single-stage power conversion. Firstly, the working principle of the topology is analyzed in detail. Then, the voltage spikes of the main and auxiliary switching tubes are reduced based on the active-clamped technology, and the zero-voltage-switch turning-on for main and auxiliary switching tubes as well as zero-current-switch turning-off for output rectifier diodes can be realized through the reasonable design of resonant inductance and capacitance parameters. Finally, the design process for the key components of the converter is derived, and a 3kW experimental prototype based on SiC power device with the switching frequency of 85kHz is built to verify the correctness and feasibility of the proposed topology. The converter can work in a wide range of input voltage and has the advantages of fewer power components, simple control method, high power factor and high energy conversion efficiency.
keywords：Power factor correction, active clamped, resonant, SiC
中图分类号：TM46
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200388
广东省自然科学基金项目（2016A030313134）、教育部产学合作协同育人项目（201801283006）和广东省高等教育教学研究与改革项目（PX-3218216）资助。
收稿日期 2020-04-20
改稿日期 2020-07-10
张 志 男，1981年生，博士，副教授，硕士生导师，研究方向为并网逆变器装置拓扑及波形控制技术、谐振软开关技术。E-mail: zhangz@dgut.edu.cn（通信作者）
孟利伟 男，1992年生，硕士研究生，研究方向为电力电子装置谐振软开关技术。E-mail: 1445262800@qq.com
（编辑 陈 诚）