图1 IGBT开关暂态波形
Fig.1 Conventional switching waveforms of IGBT
摘要 在中高压、大容量电力电子变流系统中，大功率IGBT模块是变流器的核心器件，而驱动电路是影响IGBT模块及其组成的变流系统运行可靠性的关键因素。已有研究表明，对于IGBT模块的突发故障与老化失效，通过驱动电路进行状态监测与保护是目前能够对其实现故障诊断最快的方法。因此，该文提出一种基于量化电压并行比较的IGBT状态监测保护电路。首先，建立IGBT模块等效电路模型，分析模块内部寄生参数对饱和导通压降Vce(sat)、短路电流Isc、开通延迟时间tdon及门极峰值电流Igpeak等状态参数的影响，利用其在不同老化程度下的变化范围构建IGBT模块的全寿命安全工作区，为量化电压设定提供依据。其次，以Vce(sat)与tdon作为采集对象，设定特定阈值，对检测信号进行量化，根据比较电路的逻辑输出实时监测并辨别短路故障与老化程度，从而保护IGBT模块。最后，利用Pspice进行仿真分析，验证了该方法的正确性与可行性。
关键词：状态监测 量化电压 全寿命安全工作区 驱动电路
绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT）是一种复合全控型电压驱动式功率半导体器件，由双极型三极管（Bipolar Junction Transistor, BJT）和绝缘栅型场效应管（MOSFET）组成[1-4]。由于其导通压降低、输入阻抗高、驱动电路简单等优点，成为大、中型电力电子变换装置中的核心器件，现已广泛应用于工业变频、智能电网以及新能源发电等新兴领域，并且不断向大容量化、高性能化方向发展。由变流系统可靠性调研报告可知，功率半导体器件以31%的故障率成为变流系统中效率最高、最为脆弱的组成环节[5]。因此，如何有效提高IGBT工作可靠性成为国内外学者关注的焦点问题。
IGBT驱动电路作为电力电子装置的功率电路与控制电路之间的接口，是影响IGBT可靠性的重要因素。高性能的门极驱动保护电路不但是实现功率器件正常开通与关断的基础，也是其能够安全运行的保证。考虑到结构简单、成本较低等因素，目前工业生产中IGBT驱动电路一般采用固定的驱动电压和门极电阻对器件的开关特性进行调节[6]。但由于IGBT开关延迟时间、开关损耗、尖峰应力和电磁干扰（Electromagnetic Interference, EMI）等参数之间存在制约关系，该方法难以对开关特性实现同时优化，控制效果有限。
为了发挥IGBT最优性能，有源门极驱动电路因能够克服开关损耗与开关特性之间的矛盾，得到越来越广泛的关注。其根据电路结构，可分为开环型与闭环型两类，其中，开环驱动电路包括可变门极电阻、可变门极电压与可变门极电流三种形式[7-9]；而闭环驱动电路又可分为数字信号反馈型、连续状态反馈型与离散事件反馈型[10-12]。文献[8]提出了一种改变门极电压Vge幅值的控制方法，能够有效地抑制开通过电流与关断过电压，但该方案增加了IGBT驱动电路的设计难度。文献[9]提出了一种三级有源门极驱动电路，将开关过程分别划分为三个阶段，在不同阶段注入相应的门极电流实现开关性能的优化，但该方案同样提高了硬件设计的难度，并且难以应用在实际工程中。为了摆脱对模型精度与器件参数的过分依赖，引入负反馈的闭环驱动电路得到更广泛的关注。文献[10]采用ADC与DAC芯片进行模数转换，并通过数字控制单元实现控制优化，对于器件参数的适应性较强，但ADC与DAC芯片存在较大的时间延迟，且硬件成本高。文献[11]在开关过程中的不同阶段设定参考阈值，根据阈值比较结果采取相应的控制策略，该方法响应速度较快，降低了电路设计的难度，但不具备在线调整控制参数的能力。文献[12]在双闭环控制的基础上，采用一个运算放大器搭建PI控制器，通过数字控制单元实现对dic/dt与dvce/dt的高带宽、高精度的反馈控制，但驱动电路设计较为复杂、成本昂贵，且稳定性难以保证。
由于IGBT模块尤其是高压大功率模块的工作条件往往较为恶劣，桥臂直通、负载短路等均会导致IGBT产生故障。如果不能及时、准确地检测故障并进行保护，会导致IGBT永久性损坏，系统故障，产生经济损失或人员伤亡；而在正常工况下，由于IGBT模块长期经受电、热冲击和机械应力积累作用，其内部结构逐渐产生异常从而导致性能退化，最终失效。为提高变流系统的运行可靠性，故障检测保护、状态监测等技术应运而生，利用相应的检测与分析方法对与器件运行状态有关的参数进行监测，并对器件当前的运行状态进行判断。一旦发现状态参数出现异常变化，则采取相应措施来保证系统的安全运行，防止灾难性故障发生。文献[13]提出了基于4级Vce检测的过电流保护策略，通过设置4个检测阈值，利用饱和导通压降Vce(sat)的大小判断过载、硬短路与软短路等故障类型并及时进行保护，但该方法无法对IGBT模块的老化程度进行监测。文献[14]同样以Vce(sat)作为检测信号，采用控制算法实现故障诊断，从而判断IGBT的短路故障及老化程度，但由于额外的监测系统，在工业应用中具有局限性。文献[15-22]通过搭建功率循环平台开展加速老化试验，研究了饱和导通压降Vce(sat)[15]、短路电流Isc[16]、结温Tj[17-18]、跨导Klin[19]等静态参数与门极电压Vge[20-21]、门极电流Ig[22]等动态参数在IGBT老化过程中的变化趋势，但各状态参数的提取方法还需深入研究。
为了防潮、加强绝缘等，IGBT模块通常采用密闭封装，无法开封放入测量装置，使得状态监测遇到较大的障碍。另外，通过门极驱动电路进行状态监测与保护是目前能够对IGBT模块实现故障诊断最快且唯一的方法[23]。因此，本文提出一种基于量化电压并行比较的IGBT状态监测保护电路，通过设定量化电压，将状态参数的检测值进行量化，利用逻辑输出判断IGBT模块的健康状态。构建多芯片并联封装IGBT模块的等效电路模型，分析模块内部寄生参数对饱和导通压降Vce(sat)、短路电流Isc、开通延迟时间tdon及门极峰值电流Igpeak等状态参数的影响，并根据其变化范围构建IGBT模块的全寿命安全工作区，为量化电压的设定提供依据。以Vce(sat)与tdon作为检测信号，通过量化电压并行比较的方法实时监测并辨别短路故障与老化程度，从而保护IGBT模块，提高器件运行可靠性。最后，利用Pspice进行仿真分析，验证了该方法的正确性。
IGBT驱动电路在保证正常脉冲信号功率放大的同时，也要时刻检测IGBT的工作特性，反馈开关过程即开通与关断阶段对应的电压电流特性。IGBT在正常工况与故障工况下的电气特性参数有很大不同，需要设计不同的检测电路获取相应的电压电流变量，判定各种工况下IGBT的工作特性。IGBT随着使用时间的增加，自身的特性会发生改变，而IGBT健康状态体现在IGBT正常工作时状态参数的变化上。
为了评估功率器件的动态参数，通常采取的测量方法是双脉冲测试。IGBT正常工作时的开关暂态波形如图1所示，其开通和关断过程均可分为四个阶段，各阶段的分析见表1。
根据IGBT开关暂态过程中的各个阶段可知，开关过程中的集射极电压Vce与集电极电流Ic会受到门极电压Vge与门极电流Ig的控制。为了在开关过程中实时调节Vge与Ig进而对Vce与Ic实施控制，常用的方法包括变门极电阻、变门极电压和变门极电流，有源门极驱动电路示意图如图2所示。此外，这三种方法是闭环控制策略的基础，通过对Vce、Ic、dvce/dt及dic/dt等参数进行采集并引入闭环负反馈，对IGBT的开通关断过程进行控制，降低开关损耗并抑制尖峰应力。
图1 IGBT开关暂态波形
Fig.1 Conventional switching waveforms of IGBT
表1 IGBT开关暂态阶段分析
Tab.1 Analysis of transition stages
阶段特征 开通过程1on开通延迟阶段 2onIc上升阶段 3onVce下降阶段 4on最终开通阶段 关断过程1off关断延迟阶段 2offVce上升阶段 3offIc下降阶段 4off最终关断阶段
图2 有源门极驱动电路示意图
Fig.2 The diagram of the active gate drivers
在IGBT的功率回路中存在寄生电感，当IGBT关断时，由于集电极电流Ic的减小，在寄生电感上会产生感应电压，可能出现关断过电压导致器件失效。虽然通过变门极电阻的方法能够抑制dic/dt，为了提高IGBT的可靠性，需引入有源钳位方法。有源钳位电路如图3所示。图3a是利用串联的瞬变电压抑制二极管（Transient Voltage Suppressor, TVS）与快恢复二极管实现简单有源钳位电路。当集射极电压Vce超过TVS的击穿电压时，击穿电流通过二极管流入门极，门极电压再次升高，集电极电流变化率dic/dt降低到安全值，但击穿电流会在流经驱动电阻与推挽电路时产生损耗，降低了有源钳位电路的可靠性。为了克服这一缺点，改进型的有源钳位电路如图3b所示。击穿电流被分为门极注入电流与关断门极电压调节电流，其中，门极注入电流由电阻R1调整[23]。
图3 有源钳位电路
Fig.3 Active clamping circuits
IGBT模块一般应用在中大功率场合，工作环境或非正常工作条件引起的短路、过电压、过温等故障均会造成器件损坏，其中，短路故障是IGBT模块损坏的主要原因，因为短路电流会达到额定电流的8～10倍，短路电流越大，IGBT的失效风险越高，通常IGBT模块承受短路电流的时间为10ms，所以必须迅速关断。
IGBT短路故障波形如图4所示，短路故障通常分为Ⅰ类短路（short circuit Ⅰ）与Ⅱ类短路（short circuit Ⅱ）两种。当发生Ⅰ类短路故障时，IGBT在开通之前，负载回路已经处于短路状态，如上、下桥臂直通。当IGBT开通后，集电极电流Ic迅速增大，集射极电压Vce因功率回路中的杂散电感会发生小幅下降后继而上升为母线电压；当发生Ⅱ类短路故障时，IGBT由正常工况进入短路状态，如相间短路。发生短路故障后，集电极电流Ic迅速上升，IGBT发生退饱和现象并进入放大区，集射极电压Vce迅速上升，最终稳定在母线电压。
图4 IGBT短路故障波形
Fig.4 IGBT short-circuit faults waveforms
当IGBT发生短路故障时，集电极电流Ic、门极电压Vge、集射极电压Vce等参数均会发生变化。根据不同参数的变化特征，短路故障检测方法包括Vce退饱和检测、门极电压检测、集电极电流检测与di/dt检测，IGBT短路故障检测电路如图5所示。
图5 IGBT短路故障检测电路
Fig.5 Short-circuit fault detection circuits
不同检测方法有着各自的优缺点。Vce退饱和检测方法原理简单、成本较低，但存在检测盲区，即在一段时间内无法检测短路故障，严重威胁IGBT的安全运行。门极电压检测方法无检测盲区，反应速度快，但采集电路设计复杂、易受干扰、可靠性不高。集电极电流检测方法利用电流传感器或镜像IGBT实现故障检测，原理简单，但成本较高。di/dt检测方法利用IGBT模块辅助发射极e与功率发射极E之间的寄生电感LeE检测集电极电流的变化率，没有检测盲区且采集电路容易集成，但无法有效监测Ⅱ类短路故障。因此，通过将上述基本的检测方法互相结合，组成更有效的检测方法，从而可靠保护IGBT。
随着IGBT模块的逐渐老化，饱和导通压降Vce(sat)、短路电流Isc、开通延迟时间tdon及门极峰值电流Igpeak等外部特性参数也会呈现出相应的变化趋势，从而反映器件的老化情况与健康状态，能够将其作为状态参数进行监测，并应用于IGBT驱动电路中，从而提高变流系统的运行可靠性。此外，IGBT老化的主要表现形式为键合线老化，而键合线是IGBT模块的重要组成部分，脱落是其损伤的最终表现[24-25]，通过改变内部寄生参数影响各状态参数。当IGBT模块部分键合线脱落后，模块不会立即损坏，仍能够正常工作，随着使用时间的不断增加，脱落的键合线越来越多，导致IGBT模块性能退化并最终失效。
多芯片并联IGBT模块等效电路如图6所示，高压大功率IGBT模块内部由m个IGBT芯片并联构成，每个芯片发射极固定有n根键合线。IGBT模块在实际运行中，主要分为稳态、断态及开关暂态三种状态，其中，常见的动静态电气参数主要存在于稳态以及开关暂态过程当中。此外，键合线脱落导致的故障可以分为两种：①部分键合线脱落影响键合线寄生电阻及寄生电感的值，对整体电路结构不产生影响，即n改变；②大量键合线脱落导致芯片开路故障，此时电路结构发生变化，即m改变。为了简化分析，仅将模块内部不同芯片均有数量相同的键合线老化脱落（m不变、n改变）与单个芯片键合线完全脱落（n不变、m改变）两种情况作为键合线老化脱落的标准。
图6 多芯片并联IGBT模块等效电路
Fig.6 The equivalent circuit of multi-chip parallel IGBT module
基于此，对不同情况下的两种电气状态参数进行定量分析。其中，将IGBT在固定工况下保持稳定不变的状态参数称为相对较长时渐变参数，包括饱和导通压降Vce(sat)及短路电流Isc等；将IGBT在工作过程中存在差异、变化相对不稳定的状态参数称为相对较短时渐变参数，包括开通延迟时间tdon及门极峰值电流Igpeak等。
1）相对较长时渐变参数
（1）饱和导通压降Vce(sat)。根据IGBT模块的封装形式，模块内部IGBT芯片与外部电路的电气连接是通过与覆铜陶瓷基板之间的键合线实现，所以模块通态电阻Ron的表达式应为
（1）式中，Rchip为单个芯片通态电阻；Rwire为单根键合线等效电阻。
因此，IGBT模块导通时的饱和导通压降Vce(sat)由芯片饱和导通压降与键合线等效电阻压降两部分构成，设此时流过IGBT模块的集电极电流为Ic，则有
（2）可以看出，在模块的集电极电流Ic和芯片工作结温Tj不变的前提下，键合线脱落导致的两种故障情况会使n、m减小，从而使得整个IGBT模块饱和导通压降Vce(sat)增大。
当模块内部各IGBT芯片键合线发生不同程度的老化脱落，导致各芯片通路的阻抗特性不同时，式（1）、式（2）不再适用，需针对具体情况进行分析。由于模块内部各芯片采用并联结构，根据各芯片的n值，可计算各芯片回路的通态电阻，最终计算得到IGBT模块的饱和导通压降Vce(sat)。
（2）短路电流Isc。当IGBT模块发生短路时，器件工作在放大区，其内部芯片也均发生短路故障，所以各芯片稳态短路电流Ichip之和即为IGBT模块的稳态短路电流Isc。当门极驱动电压稳定后，IGBT芯片短路电流的稳态值Ichip与芯片门射极电压Vge的关系式为
（3）式中，Z为沟道宽度；aPNP为PNP晶体管的共基极放大倍数；Lch为沟道扩散长度；Cox为金属氧化层电容；mni为沟道载流子迁移率；Vge(th)为门极开通阈值电压，由芯片本身决定。
当IGBT模块门极驱动电压达到稳定后，门极驱动电流Ig为零，芯片门射极电压Vge保持不变，IGBT芯片的短路电流Ichip也为定值。因此，根据基尔霍夫电压定律（KVL），在功率模块的门极驱动电压达到稳定后，IGBT芯片门射极电压Vge为
（4）式中，Vgon为门极开通电压。IGBT芯片短路电流Ichip可以写为
（5）
从式（5）可以看出，IGBT模块稳态情况下的短路电流不仅与芯片自身特性有关，同时还与封装结构中的键合线等效电阻有关。因此，可以根据IGBT短路电流Isc的变化，对IGBT模块的健康状态进行评估。为了简化表达式，令
（6）求解出Ichip的表达式为
（7）
IGBT在开通过程中，需满足
（8）可得IGBT模块短路电流Isc的表达式为
（9）
可以看出，当IGBT模块工作在固定工况下时，键合线脱落导致的两种故障情况使n、m减小，从而使得IGBT模块的短路电流Isc减小。
同理，当模块内部各IGBT芯片键合线发生不同程度的老化脱落，各芯片的稳态短路电流Ichip不同时，式（9）不再适用，需通过式（7）、式（8）计算各IGBT芯片的稳态短路电流，最终得到模块的稳态短路电流Isc。
2）相对较短时渐变参数
当IGBT模块处于开通暂态过程中时，门极开通电压Vgon通过外置和内置驱动电阻Rg、Rgin以及门极驱动回路中的寄生电阻和寄生电感对芯片门射极电容Cge进行充电，从而影响IGBT的动态电气参数。门极电压由关断电压Vgoff升至门极开通阈值电压Vge(th)之前，IGBT未导通，驱动回路中只存在门极电流，而且在此阶段中，米勒电容不起作用。IGBT模块门极等效电路如图7所示。为方便分析，假设各芯片的均流能力一致，各芯片对应的寄生参数均相等。设IGBT模块总驱动电流为ig，模块内Cge端电压为
，根据KVL与KCL，列写回路方程为
（10）
图7 IGBT模块门极等效电路
Fig.7 The equivalent gate circuit of the IGBT module
为了方便求解，令
（11）通过特征方程法求解微分方程的通解为
（12）
则IGBT模块的总驱动电流ig的表达式为
（13）（1）开通延迟时间tdon。由于(RC)2
4CL，根据式（12）进行简化推导可得，相应的开通延迟时间tdon的表达式为
（14）
可以看出，当IGBT模块内的键合线脱落导致键合线寄生电阻增加，即n减小时，tdon增大；当键合线脱落导致芯片开路故障，即m减小时，tdon减小。
（2）门极峰值电流Igpeak。同理，由于(RC)2 4CL，根据式（13）进行简化推导可得，开通过程中的门极峰值电流Igpeak的表达式为
（15）可以看出，IGBT模块内键合线脱落导致的两种故障情况使n、m减小，从而使得门极峰值电流Igpeak减小。
综上所述，在稳态及开通暂态过程中，发射极键合线老化脱落导致寄生参数改变或芯片开路故障，都会使得Vce(sat)、Isc、tdon及Igpeak等状态参数呈现出相应的变化趋势，不同老化情况下的状态参数变化趋势见表2。表2中，寄生参数改变代表少部分键合线脱落导致芯片回路中键合线寄生电阻与寄生电感发生改变，该芯片流通回路正常；芯片开路故障代表大量键合线老化脱落导致单个或多个芯片开路，芯片回路失效。
表2 不同老化情况下的状态参数变化趋势
Tab.2 The parameters’ change trend under different aging conditions
状态参数寄生参数改变芯片开路故障 Vce(sat)↑↑ Isc↓↓ tdon↑↓ Igpeak↓↓
根据理论分析，状态参数Vce(sat)、Isc、tdon及Igpeak随着IGBT模块内部键合线逐渐老化脱落呈现出一定的变化趋势。相比于健康状态，随着IGBT模块的老化程度不断加深，各状态参数的变化也会逐渐增大。当IGBT模块处于临界失效时，各状态参数均会发生最大范围的改变。因此，仿照IGBT模块的正向偏置安全工作区（Forward Bias Safe Operating Area, FBSOA）及反向偏置安全工作区（Reverse Bias Safe Operating Area, RBSOA）的命名，各状态参数从IGBT模块健康状态直至临界失效的变化范围共同组成IGBT的全寿命安全工作区（Life Cycle Safe Operating Area, LCSOA）。
一般来说，由于老化疲劳引起的IGBT芯片的部分键合线脱落对于IGBT模块整体的寄生参数影响较为微弱。当模块中的单个或多个IGBT芯片出现开路故障时，IGBT模块内部电路结构发生改变，寄生参数随之产生明显变化，从而可引起各个状态参数发生明显改变[26]，便于实现状态监测，为IGBT模块完全失效预警奠定基础。因此，IGBT的老化程度可由模块内部键合线老化脱落及发生开路故障的内部芯片数量进行表征。将IGBT的老化程度分为正常状态、老化早期、老化晚期与临界失效四种。当IGBT模块的老化程度较低时（如正常状态、老化早期），模块内部仅有少数键合线发生脱落，不影响模块的正常工作。随着IGBT模块的老化程度不断加深（如老化晚期、临界失效），大量键合线脱落导致多个芯片开路失效，内部电路结构发生较大改变，模块已接近失效，不再适合正常工作。
对于相对较长时渐变参数，其不仅与模块内部寄生参数有关，还与芯片自身特性相关。对于Vce(sat)而言，当IGBT模块内部发生芯片开路故障时，在负载电流不变的条件下，由于电路结构发生改变，剩余芯片流过的电流也随之改变，使得Vce(sat)发生改变，因而可以利用IGBT模块的输出特性曲线，对不同老化程度下的Vce(sat)进行计算。对于Isc而言，IGBT模块的短路电流是内部芯片的短路电流之和，根据其短路特性及内部芯片数量，计算不同老化程度下的Isc。对于相对较短时渐变参数，其仅与模块内部寄生参数有关。对于tdon及Igpeak，通过式（14）、式（15），能够计算不同老化程度下的状态参数，最终得到IGBT模块的全寿命安全工作区。
此外，IGBT模块的输出特性曲线、短路特性及内部寄生参数，均可通过查询相应型号IGBT模块的数据手册获得。
IGBT驱动电路主要包括隔离传输、功率放大和故障检测保护等功能，从而保证IGBT模块稳定可靠工作。利用IGBT的状态参数进行监测，不仅能够直接反映模块的老化程度，而且无需改变模块的原始结构，利用相应的辅助电路可以实现状态参数的实时监测，即将状态监测和故障识别等功能集成到传统驱动电路中，有利于工程应用。通常情况下，可以利用高速A-D实现IGBT状态量的检测与控制，但A-D转换芯片存在较大的时间延迟，对于开关速度较快的功率器件不适用，并且A-D转换芯片增加了电路成本。因此提出量化电压并行比较的状态监测方法，根据IGBT模块的全寿命安全工作区可以设定特定量化电压，即多个比较器的设定阈值，对状态参数的检测值利用特定阈值进行量化，利用比较器的输出进行编码从而反映IGBT模块的老化程度。
根据各状态参数的定量分析、结合IGBT驱动电路的可靠性，选取饱和导通压降Vce(sat)、开通延迟时间tdon等状态参数作为采集对象，实现IGBT模块的状态监测。
IGBT驱动电路状态监测电路示意图如图8所示，在驱动电路实现无盲区短路检测保护的功能基础上，通过增加相应的辅助电路实现对状态参数的实时监测。Vce(sat)与tdon检测电路的基本思想与常规退饱和检测电路及di/dt检测电路类似，通过设定多个检测阈值，将状态参数的检测值与设定阈值相比较，使得IGBT驱动电路能够对模块的老化情况进行实时监测、识别与警告，其中，Vref1～Vref3为Vce(sat)的状态监测阈值，Vref5为tdon的结束判别阈值，Vref4、Vref6为短路故障检测阈值。
图8 状态监测电路示意图
Fig.8 The diagram of condition monitoring circuit
对于饱和导通压降Vce(sat)的采集，由于模块开通关断压差较大，饱和压降较小，在退饱和检测电路的基础上，必须加入额外的辅助电路才能实现精确检测，其中VD1～VD3采用型号相同、特性一致的二极管。当IGBT关断时，母线电压由RVCE及Rdiv组成的支路承担；当IGBT开通时，VD1～VD3正偏导通，此时差分放大器U1的输出电压为饱和导通压降Vce(sat)。通过设定4个检测阈值Vref1～Vref4，将测量值Vce(sat)与设定阈值进行比较，并将4路比较器的输出结果送入控制芯片CPLD内进行分析，其中阈值的关系为Vref4＞Vref3＞Vref2＞Vref1。根据4路比较器的输出状态来区分IGBT模块的状态类型。
IGBT处于不同状态下的逻辑输出见表3。检测阈值Vref1～Vref3为Vce(sat)的状态监测阈值。在IGBT正常工作的条件下，当模块未发生老化时，检测值Vce(sat)均小于阈值电压，比较器输出VZ1～VZ3均为低电平；当模块内部逐渐发生老化失效时，VZ1～VZ3相继变为高电平，从而实现CPLD识别IGBT模块所对应的老化程度。此外，检测阈值Vref4为Ⅱ类短路故障检测阈值，当VZ4为高电平时，说明IGBT发生短路故障，应迅速进行软关断，从而保护IGBT不被损坏。
表3 不同状态下的逻辑输出
Tab.3 The logic output in different aging states
VZ1VZ2VZ3VZ4老化状态 0000正常状态 1000老化早期 1100老化晚期 1110临界失效 1111短路故障
由于大功率IGBT模块的特殊性，在其辅助发射极端子e与功率发射极E之间存在寄生电感LeE。在IGBT开通过程中，当开通延迟阶段结束后，由于集电极电流Ic的变化，相应的dic/dt会在LeE上产生感应电压VeE，因此可以将其作为判断开通延迟时间的结束依据。通过设定检测阈值Vref5、Vref6，将检测值VeE与设定阈值相比较，并将比较器的输出结果同样送入CPLD进行分析，其中Vref5＞Vref6。Vref6为Ⅰ类短路故障检测阈值，当VZ6为高电平时，则说明IGBT发生短路故障，应及时采取软关断，保护器件。与Vce(sat)状态监测不同，tdon状态监测需要通过软件编程来实现，检测阈值Vref5用来作为开通延迟时间的结束依据，当VZ5为高电平时，则说明IGBT模块开通过程中的开通延迟阶段结束，从而可以利用程序对开通延迟时间tdon进行测量。
开通延迟时间tdon状态监测控制流程如图9所示。与Vce(sat)状态监测相配合，同样设定3个判断阈值Tref1～Tref3，且Tref1＞Tref2＞Tref3。当PWM控制信号变为高电平时，程序开始对变量N进行计数，直到VZ5为高电平时结束计数。将计数值N与判断阈值进行比较，当模块未发生老化时，N均大于判断阈值；当模块内部逐渐发生老化失效时，N逐渐减小并小于对应的阈值，从而实现CPLD识别IGBT模块所对应的老化程度。
图9 tdon状态监测控制流程
Fig.9 Block diagram of the tdon monitoring control strategy
不同老化状态下的逻辑输出波形如图10所示。图10a为IGBT模块在正常状态下的VZ1～VZ3及VZ5的逻辑输出波形。当PWM信号变为高电平时，利用控制芯片CPLD开始对开通延迟时间tdon进行测量，即对变量N进行计数，当VZ5变为高电平时结束计数。由于此时IGBT模块未发生老化，因此计数值N＞Tref1。当IGBT完全开通进入饱和导通状态，使能Vce(sat)状态监测电路，由于检测值Vce(sat)均小于阈值电压，所以VZ1～VZ3持续输出低电平。
图10b、图10c中，当IGBT模块逐渐发生老化并处于老化早期、老化晚期阶段时，tdon不断减小，因而计数值N相应减小。同时，随着老化程度的不断加深，Vce(sat)逐渐增大，VZ1、VZ2相继变为高电平。图10d中，当IGBT模块处于临界失效状态，此时计数值N＜Tref3，并且当Vce(sat)状态监测电路使能后，VZ1～VZ3输出均为高电平，控制芯片CPLD接收到逻辑输出后立刻封锁PWM控制信号，关断IGBT，并进行故障警告，及时进行更换与维修。
图10 不同老化状态下的逻辑输出波形
Fig.10 The output waveforms in different aging states
为了验证状态参数分析的正确性，以双脉冲电路为基础，根据图6多芯片并联IGBT模块等效电路，利用Pspice搭建电路模型，设定IGBT模块由6个IGBT芯片并联构成即m=6；每个芯片发射极固定有8根键合线即n=8，分别对键合线脱落导致键合线寄生参数改变和芯片开路故障两种情况进行仿真。由于IGBT芯片发射极键合线为并联结构，通过改变键合线寄生电阻Rwire及寄生电感Lwire的大小来模拟部分键合线脱落导致寄生参数改变的情况。针对芯片开路故障，则通过减少IGBT数量完成仿真模拟。仿真模型参数见表4。
表4 仿真模型参数
Tab.4 The parameters for simulation
参 数数 值 集射极额定电压Vces/V600 额定电流Ic/A450 门极驱动电压Vgon/V15 Vgoff/V-15 键合线寄生电阻Rwire/mW1.27 键合线寄生电感Lwire/nH1.30
状态参数仿真波形如图11所示。设定“键合线脱落”代表模块内单个芯片部分键合线（n=4）发生老化脱落；而“芯片失效”则代表模块内部大量键合线脱落导致芯片开路故障。
根据键合线脱落对状态参数的定量分析结合各状态参数的仿真波形，可以发现，随着键合线逐渐老化脱落，饱和导通压降Vce(sat)逐渐增大，短路电流Isc及门极峰值电流Igpeak均呈现出下降的趋势，而开通延迟时间tdon有所不同，当键合线脱落导致寄生参数改变时，tdon会增大；当键合线脱落导致芯片开路故障时，tdon则会减小。此外，当模块内部分键合线发生脱落导致键合线寄生参数改变时，各状态参数的变化量较小；当模块内部单个甚至多个芯片开路故障时，各状态参数的变化较大，与理论分析相符。
图11 状态参数仿真波形
Fig.11 Simulation waveforms of the parameters
根据文献[27]，当IGBT模块内部键合线脱落数量达到70%以上时，该模块的剩余寿命只剩下2.3%，判断该模块已不适合正常工作。由于IGBT模块由6个芯片并联构成，当模块内部有4个IGBT芯片出现断路故障时，判断模块处于临界失效状态。输出特性曲线如图12所示。设定负载电流Iload= 450A。当IGBT模块内部芯片未发生开路故障时，此时单个IGBT芯片流过的电流Ic(chip)=75A，当模块内部发生芯片开路故障后，由于负载电流保持不变，剩余IGBT芯片所流过的电流Ic(chip)=90A（112.5A、150A、225A），利用IGBT模块的输出特性曲线读取集电极电流Ic=540A（675A、900A、1 350A）时的Vce(sat)，并计算此时IGBT模块的通态电阻，从而得到对应老化状态下IGBT模块的通态电阻，最终得到模块在不同老化状态下的Vce(sat)。此外，不同老化程度下的状态参数Isc、tdon及Igpeak也能够通过计算获得，构成IGBT模块的LCSOA。
图12 输出特性曲线
Fig.12 Output characteristics curves
将各状态参数的仿真结果与计算结果进行比较见表5。在相同的老化状态下，仿真结果与计算结果基本一致，验证了该方法的可行性。
表5 LCSOA仿真结果与计算结果比较
Tab.5 Comparisons between simulation results and calculation results of LCSOA
xVce(sat)/VIsc/Atdon/nsIgpeak/A 仿真计算仿真计算仿真计算仿真计算 01.3851.3851 7901 7903403405.9145.914 11.4721.4671 5141 4923802845.9075.897 21.6041.6011 2031 1932502285.8575.872 31.8111.8049068952001725.8455.830 42.2232.2206015971301165.7425.749
注：x为模块内发生开路故障芯片数量。
由状态参数仿真波形可以看出，随着IGBT模块老化程度的不断加深，状态参数Vce(sat)、Isc、tdon及Igpeak均呈阶梯状变化趋势。根据表5可得，设定负载电流Iload=450A，Vce(sat)在不同老化状态下的数值分别为1.385V、1.472V、1.604V、1.811V及2.223V，因此设定检测阈值为Vref1=1.5V、Vref2=1.7V及Vref3=1.9V。
为了验证状态监测方案的可行性，以双脉冲电路为基础，利用Pspice搭建由多个比较器构成的状态监测电路，由于无法对器件的老化过程进行仿真，所以通过逐渐增大负载电流Iload来模拟饱和导通压降Vce(sat)不断上升的趋势，观察比较器的逻辑输出。
Vce(sat)状态监测仿真波形如图13所示，实线波形Vce为IGBT的集射极电压Vce实际值，虚线波形Vce(sat)为Vce(sat)状态监测电路的测量输出电压。可以看出，在IGBT开通时，饱和导通压降Vce(sat)的检测值与实际值重合程度较好，可以作为IGBT模块状态监测的采集电路。当检测值Vce(sat)小于检测阈值Vref1～Vref3，多路比较器的逻辑输出为“000——正常状态”；当Vce(sat)逐渐增大并大于相应的检测阈值时，逻辑输出依次变为“100——老化早期”、“110——老化晚期”及“111——临界失效”，与理论分析一致。
图13 Vce(sat)状态监测仿真波形
Fig.13 Simulation waveforms of Vce(sat) monitoring circuit
IGBT模块由于良好的性能在电力电子的众多领域得到广泛应用，作为电力电子系统的核心功率器件，其在工作过程中的安全可靠性一直是广受关注的重点问题。本文提出了一种基于量化电压并行比较的IGBT状态监测保护电路，并通过Pspice仿真验证了该方法的可行性。
通过理论分析与仿真验证，Vce(sat)、Isc、tdon及Igpeak等状态参数随着IGBT模块老化程度的不断加深会呈现相应的变化趋势，并构成相应的全寿命安全工作区。以IGBT驱动电路为基础，针对Vce(sat)及tdon等状态参数设定多个量化阈值并实时监测，根据比较电路的逻辑输出来判断IGBT模块的老化程度，评估IGBT模块的健康水平，为工作人员争取宽裕的维护时间，及时更换接近失效的IGBT模块。此外，由于目前实现商业化的大功率IGBT模块具有相同的封装结构及老化机理，所以该方法能够得以普遍应用。随着大功率IGBT模块应用越来越广，运行工况越来越复杂，集成功率放大、状态监测与故障识别等功能的新一代驱动电路必将取代传统驱动电路，对IGBT模块可靠性研究具有参考意义。
参考文献
[1] 石巍. 大功率IGBT模块健康状态信息提取方法研究及加速老化试验平台研制[D]. 杭州: 浙江大学, 2018.
[2] 王希平, 李志刚, 姚芳. 模块化多电平换流阀IGBT器件功率损耗计算与结温探测[J]. 电工技术学报, 2019, 34(8): 1636-1646.
Wang Xiping, Li Zhigang, Yao Fang. Power loss calculation and junction temperature detection of IGBT devices for modular multilevel valve[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(8): 1636-1646.
[3] 朱义诚, 赵争鸣, 施博辰, 等. 绝缘栅型功率开关器件栅极驱动主动控制技术综述[J]. 高电压技术, 2019, 45(7): 2082-2092.
Zhu Yicheng, Zhao Zhengming, Shi Bochen, et al. Review of active gate control methods for insulated- gate power switching devices[J]. High Voltage Engineering, 2019, 45(7): 2082-2092.
[4] 彭英舟, 周雒维, 张晏铭, 等. 基于键合线等效电阻的IGBT模块老化失效研究[J]. 电工技术学报, 2017, 32(20): 117-123, 132.
Peng Yingzhou, Zhou Luowei, Zhang Yanming, et al. Study of IGBT module aging failure based on bond wire equivalent resistance[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2017, 32(20): 117-123, 132.
[5] 王春雷, 郑利兵, 方化潮, 等. 键合线失效对于IGBT模块性能的影响分析[J]. 电工技术学报, 2014, 29(增刊1): 184-191.
Wang Chunlei, Zheng Libing, Fang Huachao, et al. Analysis of the performance effect with bonding wires lift-off in IGBT modules[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2014, 29(S1): 184- 191.
[6] 胡亮灯, 肖明恺, 楼徐杰. 中高压大功率IGBT数字有源门极开环分级驱动技术[J]. 电工技术学报, 2018, 33(10): 2365-2375.
Hu Liangdeng, Xiao Mingkai, Lou Xujie. Open-loop hierarchical control technology of high-power IGBT digital active gate drive[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2018, 33(10): 2365-2375.
[7] Volke A, Hornkamp M. IGBT module, technologies, driver and application[M]. 1st ed. Munich, Germany: Infineon Technologies AG, 2011.
[8] Schmitt G, Kennel R, Holtz J. Voltage gradient limitation of IGBTs by optimized gate-current profiles[C]//2008 IEEE Power Electronics Specialists Conference, Rhodes, 2008: 3592-3596.
[9] John V, Suh B, Lipo T A. High performance active gate drive for high power IGBT’s[J]. IEEE Transa- ctions on Industry Applications, 1999, 35(5): 1108- 1117.
[10] Blank M, Glück T, Kugi A, et al. Digital slew rate and S-shape control for smart power switches to reduce EMI generation[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015, 30(9): 5170-5180.
[11] Zhang Fan, Yang Xu, Ren Yu, et al. Advanced active gate drive for switching performance improvement and overvoltage protection of high-power IGBTs[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2018, 33(5): 3802-3815.
[12] Lobsiger Y, Kolar J W. Closed-loop di/dt and dv/dt IGBT gate driver[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015, 30(6): 3402-3417.
[13] 孙浩, 杨媛, 高勇. 基于4级Uce检测的大功率IGBT过流保护策略[J]. 电气传动, 2017, 47(8): 76-80.
Sun Hao, Yang Yuan, Gao Yong. High-power IGBT over-current protection strategy based on the 4 levels of Uce detection[J]. Electric Drive, 2017, 47(8): 76- 80.
[14] Xiong Yali, Cheng Xu, Shen Z J, et al. Prognostic and warning system for power-electronic modules in electric, hybrid electric, and fuel-cell vehicles[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2008, 55(6): 2268-2276.
[15] 赖伟, 陈民铀, 冉立, 等. 老化试验条件下的IGBT失效机理分析[J]. 中国电机工程学报, 2015, 35(20): 5293-5300.
Lai Wei, Chen Minyou, Ran Li, et al. Analysis of IGBT failure mechanism based on ageing experi- ments[J]. Proceedings of the CSEE, 2015, 35(20): 5293-5300.
[16] Sun Pengju, Gong Can, Du Xiong, et al. Condition monitoring IGBT module bond wires fatigue using short-circuit current identification[J]. IEEE Transa- ctions on Power Electronics, 2017, 32(5): 3777-3786.
[17] Ghimire P, Bęczkowski S, Munk-Nielsen S, et al. A review on real time physical measurement techniques and their attempt to predict wear-out status of IGBT[C]//2013 15th European Conference on Power Electronics and Applications (EPE), Lille, 2013: 1-10.
[18] 王莉娜, 邓洁, 杨军一, 等. Si和SiC功率器件结温提取技术现状及展望[J]. 电工技术学报, 2019, 34(4): 703-716.
Wang Lina, Deng Jie, Yang Junyi, et al. Junction temperature extraction methods for Si and SiC power devices-a review and possible alternatives[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(4): 703-716.
[19] 李亚萍, 周雒维, 孙鹏菊, 等. 基于模块跨导的IGBT键合线健康状态准在线监测方法[J]. 中国电机工程学报, 2018, 38(23): 7035-7044.
Li Yaping, Zhou Luowei, Sun Pengju, et al. A quasi- online method monitoring healthy state of bond wires in IGBTs based on module transconductance[J]. Proceedings of the CSEE, 2018, 38(23): 7035-7044.
[20] Rodríguez-Blanco M A, Claudio-Sánchez A, Theilliol D, et al. A failure-detection strategy for IGBT based on gate-voltage behavior applied to a motor drive system[J]. IEEE Transactions on Industrial Electro- nics, 2011, 58(5): 1625-1633.
[21] 姚陈果, 李孟杰, 余亮, 等. 基于脉冲耦合响应的IGBT故障检测方法[J]. 电工技术学报, 2020, 35(15): 3235-3244.
Yao Chenguo, Li Mengjie, Yu Liang, et al. A condition detecting method for the IGBT module based on pulse coupling response[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(15): 3235- 3244.
[22] Zhou Shengqi, Zhou Luowei, Sun Pengju. Monitoring potential defects in an IGBT module based on dynamic changes of the gate current[J]. IEEE Transa- ctions on Power Electronics, 2013, 28(3): 1479-1487.
[23] Luo Haoze, Iannuzzo F, Reigosa P D, et al. Modern IGBT gate driving methods for enhancing reliability of high-power converters-an overview[J]. Micro- electronics Reliability, 2016, 58: 141-150.
[24] 曾东, 孙林, 周雒维, 等. 基于加速老化试验IGBT性能退化特征参量的可靠性评估[J]. 电工电能新技术, 2019, 38(7): 20-28.
Zeng Dong, Sun Lin, Zhou Luowei, et al. Reliability evaluation of IGBT performance degradation charac- teristic parameters based on accelerated aging test[J]. Advanced Technology of Electrical Engineering and Energy, 2019, 38(7): 20-28.
[25] 王学梅, 张波, 吴海平. 基于失效物理的功率器件疲劳失效机理[J]. 电工技术学报, 2019, 34(4): 717-727.
Wang Xuemei, Zhang Bo, Wu Haiping. A review of fatigue mechanism of power devices based on physics-of-failure[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2019, 34(4): 717-727.
[26] 任磊, 韦徵, 龚春英, 等. 电力电子电路功率器件故障特征参数提取技术综述[J]. 中国电机工程学报, 2015, 35(12): 3089-3101.
Ren Lei, Wei Zheng, Gong Chunying, et al. Fault feature extraction techniques for power devices in power electronic converters: a review[J]. Proceedings of the CSEE, 2015, 35(12): 3089-3101.
[27] Chen Yan, Wu Xin, Fedchenia I, et al. A com- prehensive analytical and experimental investigation of wire bond life for IGBT modules[C]//Twenty- Seventh Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), Orlando, FL, 2012: 2298-2304.
Condition Monitoring and Protection Circuit for IGBTs Based on Parallel Comparison Methods of Quantized Voltages
Abstract The high-power insulated gate bipolar transistor (IGBT) module is a key component in the medium-high voltage and large-capacity power electronic converter system, while the existing gate driver is a critical factor influencing the performance of the IGBT module and converter system. Literature about the reliability of IGBT revealed that the condition monitoring and protection by gate drivers for the random failure and wear-out failure is currently the only way to achieve the fastest fault diagnosis on packaged IGBT modules at a low cost. Hence, this paper presents the condition monitoring and protection circuit based on parallel comparison of quantized voltages. Firstly, this paper analyzes the parasitic parameters’ effects on saturated on-state voltage drop Vce(sat), short-circuit current Isc, turn-on delay time tdon and gate peak current Igpeak using the equivalent circuit of high-power IGBT module. Based on the variation range under different aging degrees, the life cycle safe operating area is established to provide a basis for quantized voltage setting. Then, taking Vce(sat) and tdon as the detection signals, the proposed monitoring circuit and control scheme are introduced. The detection signals are quantized by setting several specific thresholds, and the multiple-comparator circuit’s logic output signals are used to judge short-circuit faults and degradation degree of the IGBT module in real time. Finally, the feasibility and correctness of the proposed method are verified by Pspice simulation.
keywords：Condition monitoring, quantized voltage, life cycle safe operating area, gate driver
中图分类号：TM46
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.L90451
中央高校基本科研业务费资助项目（2019JBM063）。
收稿日期 2020-07-11
改稿日期 2021-01-04
黄先进 男，1980年生，博士，副教授，博士生导师，研究方向为变流器控制与设计、半导体功率器件特性与应用等。E-mail: xjhuang@bjtu.edu.cn
李 鑫 男，1995年生，硕士研究生，研究方向为IGBT驱动保护电路等。E-mail: 18121470@bjtu.edu.cn（通信作者）
（编辑 陈 诚）