图1 同步整流型Boost变换器拓扑结构
Fig.1 Topological structure diagram of synchronous rectification Boost converter
摘要 该文围绕同步整流型Boost拓扑效率提升这一关键问题展开研究。作为Boost变换器三种工作模式之一，临界导通模式（BCM）下的Boost变换器可以实现主功率开关的零电压开通或谷底开通以及续流管的零电流关断，有助于提升变换器效率。此外，采用同步整流技术可进一步减小传统续流二极管的导通损耗。该文从BCM下的参数设计出发，重点研究变换器的死区时间配置方法。该方法理论上减小了内部体二极管的导通损耗，在输出电流较大的情况下，有助于进一步提升变换器效率。此外，还总结Boost变换器的主要损耗计算方法。最后，利用GaN功率开关器件，搭建一台额定功率为500W的实验样机，其峰值效率达到了98%，功率密度达到了96W/in3（1in3=1.638 71×10-5m3）。实现了高效、高功率密度的设计目标，验证了理论分析的正确性。
关键词：Boost变换器 同步整流 死区配置 效率
随着电力电子技术的不断发展，对电力电子装备的高效、高功率密度的应用需求不断提高。为了同时满足这些需求，各国学者开始向高频领域进行探索，并试图在改进拓扑结构、控制算法、磁集成技术及应用新型宽禁带器件等研究领域寻求突破。在宽禁带器件中，与传统硅器件相比，氮化镓（Gallium Nitride, GaN）器件凭借其较低的通态电阻以及更快的开关速度等优越性能[1]，可以实现高频、高效、高功率密度的技术要求，为实现变换器高频小型化提供了可能。
在此技术背景下，传统变换器拓扑高频化具有重要的研究价值[2]。Boost变换器由于拓扑结构简单、可靠性较高，在航空航天、新能源发电和绿色照明等领域得到了广泛应用。但其高频化也给变换器整体效率带来了负面影响。
Boost变换器有三种工作模式：电流连续导通模式（Continuous Conduction Mode, CCM）、电流临界导通模式（Boundary Conduction Mode, BCM）和电流断续导通模式（Discontinuous Conduction Mode, DCM）[3-5]。相比于CCM和DCM，BCM Boost变换器在中小功率场合具有较大的应用价值[6]，其主要优势有：①可实现主功率开关的零电压开通（Zero Voltage Switch, ZVS）或谷底开通（Valley Switch, VS）与续流二极管的零电流关断（Zero Current Switch, ZCS），可有效降低器件的开关损耗[7-9]；②采用峰值电流模式（Peak Current Mode, PCM）控制或恒导通时间（Constant On-Time, COT）控制，控制环路简单、易于实现[10-11]。
值得注意的是，由于高频采用GaN开关器件，存在反向导通压降较大的问题，几乎达到普通硅管的两倍，在流通电流较大的情况下，GaN的反向导通损耗将严重影响变换器的整体效率与性能。为进一步优化高频条件下的变换器效率，通常采用同步整流技术来代替传统续流二极管。但是，传统的同步整流方法通常利用开关管内部体二极管的续流钳位过程来实现软开关，死区时间设置较为保守，无法充分发挥拓扑及开关管的潜力。对于同步整流型Boost变换器，死区时间的精确配置将影响到变换器的工作效率。如何精确配置死区时间，最大化变换器的运行效率是一个尚待深入研究的问题。
本文主要基于BCM下的Boost变换器进行研究，首先对主要功率器件的参数设计进行了理论分析，提出一种通过调节变换器的工作频率来保持BCM的控制方法。此外，为进一步提升变换器整体工作效率，基于GaN器件在500kHz高频场景下，用同步整流的控制方法代替传统GaN开关管反向续流模式，从理论层面上对两个功率开关的死区配置时间进行深入研究，并结合变换器的具体工作模态，对死区具体时间设置进行优化。该优化方法可以极大地抑制GaN功率开关器件的反向导通损耗。这对GaN功率开关而言具有重要意义，特别是在输出电流较大的情况下。最后，本文对高频条件下整个变换器的主要损耗进行了理论分析并基于GaN功率开关器件，搭建了一台额定功率为500W的实验样机进行了相关实验。实验验证了BCM维持控制和死区配置的可行性与理论分析的准确性。最终，变换器峰值效率达到了98%，功率密度达到了96W/in3（1in3=1.63871×10-5m3），实现了高效、高功率密度的设计目标。
图1所示为同步整流型Boost变换器拓扑结构，主要包括功率电感L、主功率开关Q1、续流开关Q2、输入输出电容Cin和Co等。BCM下的参数设计主要包括功率电感设计、功率开关管设计及输出滤波电容设计等，接下来将逐一对其进行详细分析。
图1 同步整流型Boost变换器拓扑结构
Fig.1 Topological structure diagram of synchronous rectification Boost converter
图2所示为BCM下的电感电流波形，其电流平均值为
图2 BCM下电感电流波形
Fig.2 Inductor current waveform in BCM
（1）根据电感的伏秒平衡原理，有
（2）
式中，Vin为输入电压；Vo为输出电压；ton为Q1的导通时间；toff为Q2的导通时间。则有
（3）式中，D为导通占空比；T为开关周期。
在Boost变换器中，流经电感的电流即为输入电流，输出端的边界平均电流为
（4）其中
（5）
当输出电流大于临界电流时，即
（6）此时，Boost变换器将工作在BCM。
主功率开关Q1及同步整流开关Q2的选择主要考虑其所能承受的电压以及电流额定值，在此基础上尽量选择导通电阻较小的型号来减小其导通损耗。
当Q1关断、Q2导通时，Q1漏源极承受的最大电压为Vo；当Q1导通、Q2关断时，同步整流管Q2漏源极承受的最大电压也是Vo。由图2的电感电流波形可知
（7）输出端电压Vo含有脉动分量[12]，根据安秒平衡原理，可将脉动分量表示为
（8）
（9）
通常情况下，电容的容量越大，容抗越小，滤波效果会更好。但在高频工作条件下，电容自身和引线会产生寄生电感，这时需要考虑出现LC串联谐振的现象，即所谓的电容“自谐振”。电容在谐振频率以下表现为容性，在谐振频率以上表现为感性，此时的电容滤波去耦作用逐渐减弱。电容的等效阻抗随频率的增加，先减小后增加，等效阻抗在串联谐振处达到最小值，即为电容内部的等效串联电阻（Equivalent Series Resistance, ESR）。电容的等效串联电感（Equivalent Series Inductance, ESL）主要是由内部的电流引起的，使用多个电容并联的方式可以降低电容的ESL影响，从而改善高频工况下的输出滤波效果。
虽然BCM下，电感电流的纹波较大，但考虑到变换器的整体工作效率，在整个负载变化范围内，将变换器设置在BCM下工作可保证其效率始终维持在较高水平。由式（5）可知，当变换器的输入、输出电压以及电感参数确定时，通过调整开关周期T的大小，即改变开关频率，可保证变换器随着负载变化始终工作在BCM。
BCM下，变换器工作频率fs与输出功率Pout之间的关系为
（10）在输出电压150V，电感20mH条件下，得到BCM下输出功率与工作频率的关系，如图3a所示。依据式（10）可得
图3 BCM下部分参数约束关系
Fig.3 Limitation relationship of some parameters in BCM
（11）对于恒功率输出而言，在150V输出电压，500W输出功率条件下，得到BCM下，功率电感与频率的关系，如图3b所示。
为进一步提升变换器的效率，有必要对同步整流型Boost变换器的死区时间进行精确分析。考虑到功率开关寄生参数的影响，其拓扑如图4所示，Cgs、Cgd、Cds分别为栅源极、栅漏极和漏源极间的寄生电容。
图4 考虑开关寄生电容的拓扑
Fig.4 Topology diagram considering switch parasitic capacitance
假设此时Q2处于导通状态、Q1处于关断状态。t1时刻，Q2的驱动电压降为0时，其输入电容通过门极驱动电阻进行放电。此时Q2栅源极之间的电压表达式为
（12）式中，VGG为门极驱动电压；t1为Q2门极驱动电压为0时刻；Rg为门极驱动电阻；Ciss为Q2的输入电容，Ciss=Cgs+Cgd。
Q2关断时内部沟道与体二极管的转换如图5所示。图5a中，箭头代表电流方向。在vgs2下降到Q2的阈值电压Vth之前，Q2内部沟道一直处于导通状态；图5b中，t2时刻，vgs2下降到Q2的阈值电压Vth，内部沟道完全关断，电流转移到体二极管进行续流。由式（12）计算出t1～t2时刻的时间差。考虑到实际的门极驱动信号存在一定的下降延时，可得
（13）式中，Vth为开通阈值电压；tf为驱动信号下降延时。
图5 Q2关断时内部沟道与体二极管的转换
Fig.5 Conversion diagram of internal channel and body diode when Q2 is off
由图5b可知，当开通死区时间较长时，体二极管的续流导通时间将会延长，在输出电流较大的情况下会影响变换器的效率。因此，Q1开通前的死区设置目标应该是将原本流经Q2体二极管的电流转移到Q1的导通沟道内。具体过程为t3时刻，Q1门极施加驱动电压VGG，通过门极驱动电阻Rg对其输入电容Ciss进行充电，Q1的栅源电压计算表达式为
（14）式中，t3为Q1门极驱动电压VGG施加时刻。
当vgs1未达到其阈值电压Vth，即t4之前，Q1并未开通，该阶段即为Q1的开通延迟时间。此阶段时间为
（15）考虑到实际的门极驱动器的上升时间tr较长，文献[13]中指出，实际开通延迟时间可表示为
（16）
式中，tr为驱动信号上升延时。
电感电流从Q2体二极管转移到Q1内部沟道如图6所示。图6a中，vgs1上升到阈值电压Vth后，电感电流开始从Q2的体二极管转移到Q1的导通沟道。图6b表示经过一段时间后，电感电流完全转移到Q1沟道内部。
图6 电感电流从Q2体二极管转移到Q1内部沟道
Fig.6 Inductor current transfer from Q2 body diode to Q1 internal channel diagram
综合图5和图6的分析过程，Q1的最佳开通死区配置时间为
（17）将式（13）、式（15）、式（16）代入式（17）可得Q1开通期间的死区时间为
（18）
基于类似的分析方法，分析Q1关断至Q2开通的过程。经过关断延时后，t5时刻，Q1的驱动电压降为0。vgs1开始下降，即
（19）式中，t5为Q1门极驱动电压为0时刻。
Q1导通沟道内的电流为
（20）式中，gfs为Q1的跨导。
输出电容上的充电电流为
（21）式中，ILmax为功率电感电流峰值；Coss1、Coss2分别为Q1和Q2的输出寄生电容。
Q1关断、Q2导通关键模态如图7所示。图7a中，当vgs1下降到阈值电压Vth，ich1下降到0时，Q1沟道处于完全关断状态，但是输出电容在电感电流峰值ILmax作用下继续充电，直到电容电压达到输出电压Vo。
图7 Q1关断、Q2导通关键模态
Fig.7 Q1 turn-off, Q2 turn-on key modal diagram
通常情况下，Q2的死区时间设置较为保守，即利用图7b的体二极管续流钳位来实现Q2的软开关，但由此带来了额外的体二极管导通损耗。为减小该部分损耗，在Q1输出电容电压达到Vo时，应立即给Q2驱动信号，即进入图7c所示工作模态。这样既保证了Q2的软开关实现，同时也极大地减小了其体二极管导通损耗。
结合式（19）～式（21），考虑到文献[13]中指出的Q2开通延迟时间，可得Q2的最佳开通死区时间配置为
（22）
式中，
为输出电容从0增加到Vo所需的电荷，可从相关的器件手册中获取。
本文结合GaN System公司的GS66516B型GaN开关管和Si8273门极驱动芯片，具体参数见表1，设计了500W额定功率下的优化死区时间。对于同步整流型Boost变换器，Q1的开通延迟时间需要保证避免“直通”现象的发生，Q2的开通延迟时间要保证其寄生电容已经放电完毕，当其驱动信号到来时，漏源极电压已经下降到零，确保软开关的实现。
表1 GS66516B和Si8273部分参数
Tab.1 Some parameters of GS66516B and Si8273
参 数数 值 门极驱动电阻Rg/W7 输入电容Ciss/pF520 驱动电压VGG/V5 阈值电压Vth/V1.3 电感电流峰值ILmax/A16 开关管跨导gfs/S30 输出电荷Qoss/nC42 门极驱动上升时间tr/ns6 门极驱动下降时间tf/ns10
结合表1中的有关参数，利用式（18）、式（22）可得优化死区时间，见表2。
由于采用的C2000系列DSP控制器的死区时间设置无法与理论计算精确对应，为保证变换器的安全稳定，将Q1和Q2的死区配置时间均设置为20ns。
表2 死区时间理论计算
Tab.2 Theoretical calculation of dead time
参 数数 值 Q1开通死区时间tddon1_opt/ns11.15 Q2开通死区时间tddon2_opt/ns15.74
在对同步整流型Boost变换器的参数进行充分优化的基础上，对变换器的主要损耗进行理论分析计算。当开关频率较高时，GaN功率器件的开关损耗占据了相当一部分比重，除此以外，功率电感的磁心损耗和绕线铜耗也占据了较大比重[14-15]。由于GaN功率开关的内部导通电阻较小，相对来说，其导通损耗占据的比重较小。除此以外，主要是输入、输出滤波电容的等效串联电阻的损耗，本文将对这些损耗主要成分进行详细分析。
功率开关产生的开关损耗主要是由于电压和电流在开通或者关断的极短时刻内有交叉而引起的，其损耗也需要依据交越波形来计算。
功率开关开通和关断过程如图8所示。图8a开通过程中，电流上升到Ip1后，此时电流的上升斜率（Ip1～Ip2段）相对于0～Ip1这一瞬间是非常缓慢的，可以近似把上升到Ip1之后继续上升的斜率认为是0，电流保持Ip1不变。
开通时，交越时段内电压、电流表达式分别为
图8 功率开关开通和关断过程
Fig.8 Turning-on and turning-off process of power switch
（23）
（24）
式中，
、
分别为漏源极电压下降、漏源极电流上升的斜率。
开通损耗为
（25）式中，交越时间t1可根据功率开关管相关的数据手册提供的栅极总电荷量来进行计算。
开通期间驱动电流表达式为
（26）式中，VCC为栅极实际驱动电压；Vsp为米勒平台电压；RGon为栅极开通驱动电阻。交越时间t1表达 式为
（27）
式中，QG为栅极电荷，可由数据手册获取。
与开通损耗的计算方法类似，图8b所示的关断过程损耗计算公式为
（28）关断期间驱动电流表达式为
（29）
式中，RGoff为栅极关断驱动电阻。
交越时间t2表达式为
（30）结合图2所示BCM下电感电流波形，流经Q1的电流有效值为
（31）
流经Q2的电流有效值为
（32）所以开关管的导通损耗为
（33）
式中，Irms为流经开关管的电流有效值；Ron为开关管内部通态电阻。
考虑到变换器的效率和功率密度要求，所选取的磁心材料在额定工作频率下产生的损耗和温升要限制在一定范围内。电感损耗通常包括磁心损耗、绕线铜耗。文献[16]对Boost变换器的磁心损耗计算进行了详细分析，指出了涡流损耗与变换器占空比之间的关系。在实际应用当中，可利用斯坦梅茨公式对单位体积的磁心损耗进行整体估算。表达式为
（34）式中，a、b、Cm、Ct2、Ct1、CT为斯坦梅茨系数，可以通过查阅磁心材料的数据手册获取；fs为变换器开关频率；Bmax为最大磁通密度。
电感绕线产生的铜耗主要是指电感电流有效值Irms_L在电感直流电阻上产生的压降损耗。电感电流iL(t)可用如下分段函数表示为
（35）依据式（35）可得电感电流有效值计算表达 式为
（36）
所以电感铜耗为
（37）式中，RDC为电感内部直流电阻。
为验证所提出的调节变换器的工作频率来保持BCM的控制方法以及死区配置对变换器的效率影响，本文搭建了一台输入电压65V，输出电压135V，额定功率为500W的实验样机，同步整流型Boost变换器样机如图9所示。
图9 同步整流型Boost变换器样机
Fig.9 Prototype of synchronous rectifier Boost converter
图10所示为负载变动时，通过调节变换器工作频率来维持BCM的波形。从图中可以看出，当负载较重时，可通过降低变换器开关频率来维持BCM；当负载较轻时，可通过提升变换器开关频率来维持BCM。负载变化时，维持BCM的实际频率与理论计算值存在一定的偏差，主要是由于当负载变化时，功率电感值也会随之产生一些微小变化。因此，在输出电压恒定的情况下，式（10）中的电感值L可以依据其数据手册提供的特性曲线和变换器实际输出功率，进行实时计算调整，确保BCM的维持精度。
图10 通过变频维持BCM波形
Fig.10 Maintain BCM waveforms by frequency conversion
Q1的零电压开通波形如图11所示，为实现主功率开关管Q1的ZVS，电感电流谷值需要稍微减小到零以下，这样才能使其寄生电容充分放电。此时需要在BCM的理论计算频率之上进行适当降频，以保证Q1实现ZVS。
图11 Q1的零电压开通波形
Fig.11 Q1 zero voltage switch waveforms
死区优化前Q1的漏源极电压如图12所示。图12b为死区时间优化前，主功率开关管Q1的漏源极电压VDS1波形。此时Q1的开通和关断死区时间均设置为120ns。从图中点画线框内可以明显看出，其内部体二极管的导通压降叠加在输出端电压Vo上，从而带来了一定的损耗。
图12 死区优化前Q1的漏源极电压
Fig.12 Drain-source voltage of Q1 before dead time optimization
死区优化后Q1的漏源极电压如图13所示。图13b为死区时间优化后，主功率开关管Q1的漏源极电压VDS1波形。此时Q1的开通和关断死区时间均设置为20ns。从图中点画线框内可以明显看出，其内部体二极管的导通过程基本完全消失，从而减小了体二极管导通损耗。
图13 死区优化后Q1的漏源极电压
Fig.13 Drain-source voltage of Q1 after dead time optimization
图14给出了变换器在不同负载条件下的效率曲线。图中实线代表经过死区优化的效率曲线，虚线代表未经死区优化的效率曲线。当负载较重时，经过死区时间优化后，变换器效率进一步提升，其最高转换效率达到了98%。
图14 不同负载下的效率曲线
Fig.14 Efficiency curves at different loads
本文针对同步整流型Boost变换器效率优化问题，从BCM参数设计出发，提出一种通过调节变换器的工作频率来保持BCM的控制方法。此外，重点研究两个功率开关的死区配置计算方法。该方法理论上极大地抑制了功率开关的反向导通损耗，当负载较重时有助于变换器效率。最后，搭建了一台额定功率为500W的实验样机。在整个负载变化范围内，实现了变频调节以维持BCM。另外，通过实验对比，验证了死区配置优化对变换器效率提升的积极作用，证明了理论分析的有效性。
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Optimal Design of High Frequency Boost Converter Based on GaN
Abstract This paper focuses on the key issue of improving the efficiency of synchronous rectification Boost topology. As one of the three working modes, Boost converter in boundary conduction mode can achieve zero voltage turn-on or valley turn-on of the main power switch as well as zero current turn-off of the freewheeling switch, which helps to improve the efficiency of the converter. In addition, the use of synchronous rectification technology can further reduce the conduction loss of traditional freewheeling diodes. Based on the parameter design in BCM mode, this paper focuses on the dead time configuration method of the converter. This method theoretically reduces the conduction loss of the internal body diode and further improves the efficiency of the converter when the output current is large. In addition, the main loss calculation method of Boost converter is summarized. Finally, using the GaN power switching device, an experimental prototype with a rated power of 500W was built, and its peak efficiency reached 98% and the power density reached 96W/in3. The design goals of high efficiency and high power density were achieved, and the accuracy and correctness of the theoretical analysis were verified.
keywords：Boost converter, synchronous rectification, dead zone configuration, efficiency
中图分类号：TM46
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.L90327
国家重点研发计划资助项目（2018YFB0904700）。
收稿日期 2020-07-09
改稿日期 2020-10-26
王忠杰 男，1997年生，硕士研究生，研究方向为高频直流变换器及其控制。E-mail: 13921836821@163.com
陈 博 男，1989年生，博士，研究方向为多谐振直流变换器。E-mail: cb92614@126.com（通信作者）
（编辑 陈 诚）