图1 电-氢多能互补型微电网架构
Fig.1 Electro-hydrogen multi-energy complementary microgrid structure
摘要 该文提出一种双有源桥（DAB）集成Boost变换器拓扑，并对其在PWM+移相控制方式下的工作原理和软开关情况进行分析。对多个该变换器进行串并联组合，得到可应用于电-氢多能互补型微电网中高电压等级直流母线与制氢电解槽之间的DC-DC环节的输入串联-输出并联（ISOP）型直流变压器。通过输出电压环、输入稳压环和输入均压环的联合控制，ISOP型直流变压器可以实现在串联侧的电压均衡、并联侧的电压稳定以及各子模块变压器一次、二次电压匹配。在理论分析的基础上搭建以STM32+FPGA为核心控制器的实验样机，验证了所提出的电路拓扑的正确性及控制策略的有效性。
关键词：微电网 制氢 DC-DC变换器 开关复用 输入串联-输出并联型直流变压器
能源是人类社会发展的动力源泉，随着世界经济的高速发展，能源的需求量也在持续增加。从社会经济长远发展的角度来看，传统的化石燃料因为存在不可再生、易对环境造成污染等缺点，已经越来越不具有竞争力。近年来，越来越多的国家开始关注、开发和利用光伏发电、风力发电和生物质能等清洁能源，而清洁能源因其环保、经济和可再生等优点，也必然成为应对环境污染和能源危机的有力武器[1-3]。太阳能作为地球上存在的最丰富的可再生能源，在利用光伏电池将太阳能转化为电能的过程中不需要燃料供应，且不存在污染物的排放问题，具有很好的环保性和经济性[4]。氢能作为一种新兴的绿色能源，具有储量丰富、能量密度高和无毒无污染等优点[5]。氢能转化为电能通常通过燃料电池来实现，由于燃料电池发电不经过热机过程，所以不受卡诺循环的限制，能量的转化率高[6-11]。在实际应用当中，光伏发电具有动态响应快但受天气影响较大的特点，而燃料电池具有稳定但动态响应慢的问题，两者的输出特性具有良好的互补性，因此可考虑综合两者的优点来建立联合发电系统，以获得持续稳定的电能，于是一种电-氢多能互补型微电网架构逐渐进入了人们的视野。
电-氢多能互补型微电网架构如图1所示，它包括由光伏发电、蓄电池构成的电能系统和由电解槽、储氢罐及燃料电池组成的氢能系统。光伏发电单元和蓄电池经DC-DC变换器连接到直流母线；直流母线除了由DC-AC变换器连接到交流电网，给电网输送功率之外，还需要给电解槽供电以完成电解制氢。电解槽所得到的氢气供给燃料电池用于发电，最终燃料电池产生的电能经DC-DC变换器回馈到直流母线。
图1 电-氢多能互补型微电网架构
Fig.1 Electro-hydrogen multi-energy complementary microgrid structure
对于该架构中的光伏发电部分来说，如何降低发电成本、提高发电效率是其未来发展的核心课 题[12-14]。而光伏产业要降本增效，升高电压是有效措施之一。随着我国光伏产业的蓬勃发展，目前1 000V的母线电压等级已经不能满足要求。2014年，世界首个1 500V电站由Firstsolar和GE联合建立，此后，1 500V光伏系统逐渐在海外和国内领跑者项目中陆续使用。相比于1 000V系统，1 500V系统中单串的组件数提高了50%，子光伏阵列的组串数降低了33%，减少了子光伏阵列中的电缆、汇流箱和支架等的数量，从而节省了建设成本；而且1 500V系统支持更大的光伏阵列，可以减少箱式变压器和逆变器数量，从而降低安装和维护成本；此外，电压提高后，交直流线缆损耗可有效降低，从而实现发电效率的提升。因此，提升电压等级必将成为未来电-氢多能互补型微电网架构的发展趋势。
然而，提升电压给系统带来收益的同时也带来了众多挑战，如电气安全性降低、对原材料的耐压和可靠性要求提高以及对AC-DC、DC-DC变换器输入电压等级的要求提高等。就1 500V以及未来有可能出现的更高电压等级的母线与电解槽连接处的DC-DC环节来看，该DC-DC变换器需要将直流母线电压降至与电解槽相匹配的低电压，但由于电力电子器件的耐压水平有限，电压等级提升后大多数现有的单拓扑Buck类电路已经难以满足系统运行要求。因此，对于可承受高输入电压等级、具有降压特性且电气安全性较高的DC-DC变换器的研究至关重要[15-22]。文献[23]提出将DC-DC变换器在输入侧进行串联以提高其电压等级，在输出侧并联以提高功率等级的输入串联、输出并联（Input-Series Output-Parallel, ISOP）结构，并指出该结构正常工作的前提是保证各子模块在串联侧的电压均衡。文献[24]基于双有源桥（Dual Active Bridge, DAB）变换器进行串并联组合提出一种用于柔性直流配电的高频链直流固态变压器（DC Solid State Transformer, DCSST），其结构如图2所示，并介绍了相应的控制和管理策略，但是由于集中电容的存在，该结构在子模块故障时无法将故障模块隔离，降低了系统运行的安全性和可靠性。文献[25]通过将Boost电路和DAB电路级联作为直流固态变压器的子模块，提出了具有故障切除能力的直流固态变压器，当某一DAB单元发生故障时，令相应Boost电路的上管关断、下管常通，并闭锁故障DAB所有开关管使其从系统中切除，但该拓扑开关管数量较多。
基于以上分析，本文提出了一种双有源桥集成Boost电路，并对其在脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation, PWM）+移相控制下的工作原理进行了分析。针对电-氢多能互补型微电网架构中1 500V以及更高电压等级直流母线与电解槽之间DC-DC环节的要求，对多个双有源桥集成Boost电路以ISOP的方式进行组合，得到具有高输入电压等级、高输出功率等级的ISOP型直流变压器，并给出了相应的控制策略的分析。最后通过实验验证了拓扑结构的正确性和控制策略的有效性。
图2 基于DAB变换器的DCSST拓扑结构
Fig.2 DCSST topology based on DAB converter
以双有源桥集成Boost电路为子模块构成的ISOP型直流变压器如图3所示，由于输入侧为串联结构，这里对所有子模块的输入电感进行集中设计，即只有子模块1中存在输入电感L。其中，变压器二次侧电气量折算到一次侧以后均采用上标“′”进行标注，下标i表示第i个子模块。各子模块中，upi和usi分别为输入、输出电容电压在一个开关周期内的平均值；uabi为一次侧H桥a、b两点间电压；ucdi为二次侧H桥c、d两点间电压，其折算到一次侧之后为
；iri与
为流过谐振槽的电流，有iri=
，相关参考方向如图3中所示。Ti为高频变压器，各变压器电压比ni=Ni2
Ni1；Cri为谐振槽电容，可隔离直流成分，防止变压器饱和；Lri为谐振电感，由变压器漏感和外加电感构成；Si1和Si2为Boost变换器和DAB变换器的公用开关管。该拓扑将Boost电路开关管和DAB变换器第一个桥臂进行了复用，减少了开关器件的数量。
由于ISOP型直流变压器中的m个模块在输入侧串联后接入直流母线，故输入电压等级得到了提高；输出侧并联后与电解槽相连，故提高了传输功率的等级。相比于传统的多个DAB变换器在输入侧串联、输出侧并联的结构，Boost变换器的嵌入使得故障处理变得更为简单，考虑冗余运行进行子模块个数设计，当其中某一子模块（以模块i为例）发生故障时，只需令该模块开关管Si2常通并闭锁其他的开关管即可将故障模块从系统中切除。由于故障切除过程中输入侧电容Cpi没有放电回路，所以避免了电容放电带来的电流冲击，并且故障消除后电容不需要重新充电，该模块可以快速接入系统，提高了系统的可靠性和恢复能力。
图3 ISOP型直流变压器
Fig.3 ISOP type DC transformer
以图3中的模块1为例对双有源桥集成Boost变换器采用PWM+移相控制方式，图4为电路稳态工作时在一个周期内的工作波形，图中，up1=ubus/(mdc)。其中，ubus为直流母线电压，dc为导通占空比。
定义：Ts为开关周期，Ths为半个开关周期，fs为开关频率；变压器一次侧H桥第一个桥臂上管（即S11）导通角度与开关周期的比值为导通占空比dc；以开关管S11驱动信号上升沿为基准，定义S15滞后S11的角度f 为一次侧和二次侧H桥之间的移相角；谐振电流ir过零角为b；谐振电流滞后二次侧H桥桥臂中点电压的角度为q。电路正常运行时，一次侧H桥同一桥臂的上下两个开关管互补导通，不同桥臂相同位置开关管占空比相同且开通时刻相差180°；二次侧H桥所有开关管以50%占空比导通，同一桥臂的上下两个开关管互补导通，所有斜对角开关管同开同关。通过调节dc，能够使变压器一次和二次电压始终保持匹配，可一定程度上减小一次侧H桥的回流功率，使变换器处于较好的工作状态；通过控制dc和f 即可控制功率传输的大小和方向。接下来以能量正向传递为例介绍变换器的工作原理。
图4 双有源桥集成Boost电路工作原理
Fig.4 Working principle of dual active bridge intergrated Boost circuit
0时刻之前，一次侧H桥开关管S12、S13导通，电源通过S12给电感L储能，电感电流iL线性上升，电容Cp1通过S12、S13向谐振槽放电；二次侧H桥电流流过开关管S16、S17的二极管。此时谐振槽两端电压为
。
阶段1[0, a1]：0时刻一次侧H桥开关管S13关断、S14开通，由于谐振槽电流为负且不能突变，故谐振电流先通过S14的二极管和S12续流并逐渐减小；二次侧H桥电流流过开关管S16、S17的二极管。此阶段谐振槽两端的电压幅值为
。
阶段2[a1, a2]：a1时刻一次侧H桥开关管S12关断、S11开通，谐振电流由负变正并逐渐增大。此阶段电源和电感L通过S11的二极管给电容Cp1充电，同时通过S14向谐振槽放电；二次侧H桥电流流过开关管S16、S17。此阶段谐振槽两端电压为
。
阶段3[a2, p]：一次侧H桥开关管S11、S14导通，一次侧H桥工作状态与上一阶段相同；二次侧H桥开关管S16、S17在a2时刻关断，电流流过S15和S18的二极管。此阶段谐振槽两端电压为
。
阶段4[p,a3]：p 时刻开关管S11关断，S12开通，电源通过S12给电感L储能。由于谐振槽电流不能突变，故谐振电流通过S14和S12续流且其值逐渐减小。二次侧H桥电流流过开关管S15和S18的二极管。此阶段谐振槽两端电压为
。
阶段5[a 3, a4]：a3时刻开关管S14关断，S13开通，电源通过S12给电感L储能，电容Cp1通过S12、S13向谐振槽放电，谐振电流由正变负并反向增大；二次侧H桥开关管电流流过开关管S15和S18。此阶段谐振槽两端电压为。
采用交流分析法对所提出的变换器的传输功率特性进行分析。以模块1为例，定义uabf和ucdf为原二次侧H桥桥臂中点电压的基波分量，结合图4可得其表达式为
（1）
（2）
谐振槽电流表达式为
（3）
为表述简便，这里定义：变换器中变压器模块i的两侧电压匹配比，即电压增益
，开关频率与谐振频率之比Fi=ws/wri=fs/fr，谐振频率
，开关频率
。
由式（3）可以得出谐振电流峰值Ir1p的表达式为
（4）
令式（3）=0，可以得到谐振电流过零角的表达式为
（5）结合图4可知，b+q=p-2pdc+f，故
（6）由输出电流与谐振槽电流的关系可得，输出电流
的平均值表达式为
（7）
变压器一次侧谐振槽电容Cr1满足
（8）结合式（3）与式（8），可以得到式（9）所示谐振槽电容电压uCr1为
（9）
由式（9）可进一步得出谐振槽电容电压峰值uCr1p为
（10）变换器的传输功率既能够由输入侧计算也能由输出侧来计算，此处选择由输出侧计算，故有
（11）
结合式（4）～式（7）和式（11）可以得出变换器的传输功率表达式为
（12）
根据式（12）得到以dc=0.5，f =p/2时的传输功率为基准值时，传输功率随占空比dc和移相角f 变化的等高线如图5所示。从图中可以看出：当占空比dc一定时，改变移相角f 就可以改变传输功率的大小和方向，并且dc越接近0.5，此时在全移相角范围内能达到的传输功率等级就越高；当输入电压变化时，若想在传输功率不变的情况下使得变压器一、二次电压始终保持匹配，只需改变占空比dc并适当调节移相角f 即可。
忽略掉损耗时，增益M1可由功率表达式求得，此时全部的功率均由负载所消耗，故有
图5 传输功率随占空比和移相角变化的等高线
Fig.5 Power characteristics when the duty cycle and phase shift change
（13）式中，Req1为模块1的等效负载。
定义：品质因数
，则有
（14）
依旧以图3中的模块1为例对双有源桥集成Boost变换器的软开关情况进行分析，变换器中的各开关管实现零电压开关（Zero Voltage Switch, ZVS）开通的前提是在开关管开通之前有电流流过其寄生二极管。由图4所示的一个周期内变换器的工作波形可得，各开关管若要实现ZVS，其谐振槽电流必须满足
（15）结合式（15）和式（3）所示谐振槽电流表达式，可得双有源桥集成Boost变换器的软开关条件为
（16）
由式（16）可以看出，开关管S11和S13的软开关条件相同，S12和S14的软开关条件相同，但由变换器的工作原理分析可知，流过开关管S12的电流始终不经过其寄生二极管，故开关管S12始终处于硬开关状态，即双有源桥集成Boost变换器工作过程中最多可保证有7个开关管实现ZVS开通。令式（16）中增益M1分别取0.5、1和1.5，在0≤dc≤1，-p≤f ≤p的取值范围内画出图6所示的软开关区域。
图6a为开关管S11和S13的软开关区域，其中，B+C+D为增益M1=0.5时的软开关区域；B+C为M1=1时的软开关区域：D为M1=1.5时的软开关区域。从图中可以看出，随着M1的增大，软开关区域会逐渐缩小。
图6b为开关管S14的软开关区域，其中，B+C+D为M1=0.5时的软开关区域；B+C为M1=1时软开关区域；D为M1=1.5时的软开关区域。从图中可以看出，随着M1的增大，软开关区域会逐渐缩小。
由式（16）可知，当M1＞1时，二次侧H桥开关管S15～S18的软开关条件恒成立，此处给出了图6c所示M1分别取0.2、0.5和0.8时，在0≤dc≤1，-p≤f ≤p 的取值范围内变换器的软开关区域。B+ C+D为M1=0.8时的软开关区域；B+C为M1=0.5时的软开关区域。D为M1=0.2时的软开关区域。从图中可以看出，当M1＜1时，随着M1的增大，软开关区域逐渐扩大。
图6 双有源桥集成Boost变换器软开关区域
Fig.6 Soft-switching area of the dual-active bridge integrated Boost converter
令图3所示的ISOP型直流变压器一次侧H桥相同位置开关管工作状态相同，此时各子模块第一个桥臂的上管（即Si1）占空比均为dc。系统稳定运行时，忽略掉系统的功率损耗，各子模块输入、输出功率满足
（17）由于各模块在输入侧为串联结构，故各模块在输入侧电流相等；输出侧为并联结构，故各模块输出侧电压相等。当功率完全传输时，控制输入侧电压ui相等即可使输出侧电流相等，进而达到各模块的功率均衡。
由于输入电压与输入侧电容电压满足
（18）其中
故对输入电压均衡的控制可转化为控制各模块输入电容电压的均衡。
对所提出的双有源桥集成Boost变换器的ISOP型直流变压器采用由输入稳压闭环、输入均压闭环和输出电压闭环三部分联合控制的控制策略。其中，输入稳压闭环用于控制各模块输入侧电容总电压为恒定值，输入均压闭环用于控制各模块输入电压的均衡，输出电压闭环用于控制输出电压的稳定。
输入稳压闭环中，各模块输入电压参考值与输入均压参考值作差后经调节器GI输出Si1导通占空比信号dc，即PWM波信号，后经PWM得到Si1驱动信号并将其作为移相调制的基准信号。输入均压参考值为
（19）
定义桥间移相角f 与p 的比值为移相占空比。输入均压环中，前m-1个模块的移相占空比修正信号dp1～dp(m-1)由输入均压参考值与输入电压采样值作差后经过调节器GP后得到，第m个模块的移相占空比修正信号dpm由前m-1个模块的移相占空比修正信号叠加取反得出。输出电压闭环中，输出电压参考值与采样值作差后经调节器GS输出基本移相占空比信号do，然后与各模块的移相占空比修正信号作差得到各模块移相占空比信号的最终值d1～dm。
基于双有源桥集成Boost变换器的ISOP型直流变压器的故障可分为内部故障和外部故障。当外部故障时，为避免故障穿越至直流变压器内部，可闭锁所有开关管的驱动信号断开直流变压器与外部系统之间的电气连接。接下来对内部故障的处理方案进行分析。
内部故障情况下最理想的方案是在不增加开关器件的基础上，通过控制现有开关管的驱动脉冲来切除故障子模块。对于基于DAB变换器的直流固态变压器，其串联侧电容形成了集成电容结构，切除故障子模块时，串联侧电容会被短路而产生冲击电流，威胁系统的安全运行。而本文中基于双有源桥集成Boost变换器的ISOP型直流变压器串联侧为开关电容结构，其可在不增加开关器件的基础上切除故障子模块，且不会使电容短路，图7所示为子模块故障处理流程。
假定系统中共有m个子模块，当检测到子模块i故障后，控制系统将Si2的驱动脉冲置于高电平来使其始终处于导通状态，同时闭锁Si1、Si3～Si8的驱动信号从而将该模块切除。此时子模块的个数降为m-1，但由于输入稳压环对Si1导通占空比dc进行调整，使得故障切除前后dc满足
（20）
图7 子模块故障处理流程
Fig.7 The flow chart of the sub-module fault handling scheme
式中，dc1、dc2为故障子模块切除前、后Si1的占空比。即可保持各子模块电容两端电压upi不变，从而保证了变压器两侧的电压匹配，同时对移相角进行相应的调整，以保证系统总输出功率不变。
待故障子模块i恢复后，再使所有开关管的驱动信号恢复正常，系统可恢复至原来的运行状态。由于故障子模块切除过程中其电容Cpi没有放电回路，所以避免了电容短路所产生的电流冲击，而且故障修复后该电容不需重新充电，该子模块能够快速接入系统，提高了系统的可靠性和恢复能力。
由2.1节中变换器工作原理可知，对基于该变换器的ISOP型直流变压器的控制，需要在输入电压最大波动范围内保持各子模块一、二次电压匹配，假设系统输入电压为ubus时，各子模块串联侧电容电压幅值为upi才能保持各子模块一、二次电压匹配。所以设计时在ubus的波动范围内需满足
（21）式中，ubus-max为ubus在其波动范围内可能达到的最大值。由于0＜dc＜1，所以由式（21）可得子模块数量满足
（22）
假设运行过程中有x个子模块故障而被切除，为了使系统可以在原输入电压等级下继续安全运行，且各子模块依旧保持在电压匹配的工作状态，子模块数量m和故障子模块数量最大值xmax之间存在关系为
（23）由2.5节分析可知，故障子模块切除后，系统总传输功率是不变的，所以非故障子模块所承担的传输功率将增加，当故障子模块超过最大值xmax后，各子模块可能会超过其可承受的最大功率值，直至过电流、发热而发生故障。为保证系统在上述情况下仍保持正常运行，需进行容错方案设计，给系统设置一定的备用容量。本文中选用热备用形式，即正常状态下备用子模块串联侧的电容已充电完毕，可以随时快速投入运行。图8所示为系统容错方案的流程。
图8 系统容错方案流程
Fig.8 Flow chart of fault-tolerant solution
从图8可知，系统启动时，各子模块串联侧电容均已充满电。根据工作需求将m个子模块投入运行，对各子模块运行状况进行实时电气量检测。系统正常运行时，热备用子模块不参与运行；故障子模块数未达限值xmax时，通过调节占空比和移相角，系统依旧可以正常运行，无需投入热备用子模块；当故障子模块数达到限值xmax后，根据需要将一定数量的热备用子模块投入运行，同时将故障子模块的驱动加至新投入的子模块上，系统经调节后可继续安全稳定运行。
为了验证理论分析的正确性，搭建了图9所示由两个双有源桥集成Boost模块组成的实验样机。控制部分主要由ARM（STM32F103VET6）和现场可编程门阵列（Field Programmable Gate Array, FPGA）（EP4CE6）组成，其中大部分信息的处理由STM32完成，FPGA负责接收ARM发出的数据并以其并行发波的优势发出两组同步的PWM信号，二者通过可变静态存储控制器（Flexible Static Memory Controller, FSMC）进行数据流的传输。驱动部分选用IR2110驱动芯片，每片IR2110驱动同一桥臂上互补导通的两只开关管。
图9 实验样机
Fig.9 Experimental prototype
由前文可知，当电压匹配比为1时变换器处于较好的工作状态，故本文选择令变换器始终处于电压匹配的工作状态，谐振槽参数的选择则综合考虑了其对电压匹配比M、谐振槽电流峰值Ir1p和谐振槽电容两端电压峰值UCr1p等方面的影响后结合品质因数Q1和频率比F1的定义式求得。实验样机的主要电气参数见表1。
表1 ISOP型直流变压器实验参数
Tab.1 Experimental parameters of ISOP type DC transformer
参 数数 值 输入电压ubus/V90 输出电压uo/V60 模块数m2 开关频率/kHz50 变压器匝比n1.51 各变压器漏感Lri/mH327, 323 LC谐振槽电容Cri/mF0.087 Boost电感L/mH1 680 输入侧电容Cpi/mF440 输出侧电容Cs/mF440
图10为双有源桥集成Boost变换器稳定运行时的波形。从图中可以看出，此时变压器一次电压幅值uab=90V，二次电压ucd=60V，两者仍旧处于匹配状态。所以当输入电压不同时，通过调节占空比和移相角的值，可以使变换器始终工作在电压匹配状态，实验结果与理论推导相符。
图10 电路稳态运行波形
Fig.10 Operating waveforms of the circuit at steady state
图11为PWM+移相控制方式下双有源桥集成Boost变换器的软开关实验波形及对应细节图。从实验波形可以看出，此时除开关管S2为硬开通以外，其他所有开关管均实现了ZVS开通，与理论分析一致。
图11 双有源桥集成Boost变换器软开关波形
Fig.11 Soft switching waveforms of dual active bridge integrated Boost converter
图12为输入电压扰动时双有源桥集成Boost变换器实验波形，从图中可以看出：PWM+移相控制方式下，加入输入电压扰动前后，变压器一次和二次电压始终维持在恒定值，保证了电压的匹配，并且调节时间较短，达到了良好的控制效果。
图12 输入电压扰动时双有源桥集成Boost变换器实验波形
Fig.12 Experimental waveforms under input voltage disturbance of dual active bridge integrated Boost converter
图13为ISOP型直流变压器均压控制前后各子模块在输入侧的电容电压波形对比。从图中可以看出，均压控制前各子模块在串联侧的电压存在较大差异，均压控制后串联侧电压经调节后保持相等，达到了较好的控制效果。
图14为系统加入均压控制且稳定运行后总输入电压扰动时的实验波形。
由图14可以看出，均压控制下各子模块在发生电压扰动时仍能保证串联侧的电压均衡；并且由于输入稳压环和输出电压环的调节作用，各子模块串联侧电压和系统输出电压均始终保持恒定，保证了变压器两侧的电压匹配，达到了良好的控制效果。
图13 均压前后对比实验波形
Fig.13 Compared experiment waveforms before and after voltage sharing control
图14 输入电压扰动ISOP型直流变压器实验波形
Fig.14 Experimental waveforms under input voltage disturbance of ISOP type DC transformer
接下来搭建了包含3个子模块的系统的故障处理仿真。仿真中输入电压ubus=216V，各子模块串联侧电容电压upi的稳态值为180V，系统额定输出电压uo=120V，额定输出功率为600W，各子模块变压器匝比均为1.5
1。设子模块2在0.15s处故障而被切除；0.3s时该模块修复并投入运行。
图15为故障处理过程中各子模块输入电压ui和电容电压upi的仿真波形，由图15a可以看出，子模块2的输入电压u2在0.15s处降为0，该模块被切除，而u1和u3经调整后保持不变；由图15b可知，子模块2被切除后，up2始终保持在180V，说明电容未放电，up1和up3经调节后也保持不变。0.3s处子模块2投入系统，各子模块输入电压和电容电压经调整后均趋于稳定，系统回到故障前运行状态。
图15 故障处理过程中串联侧输入电压及电容电压仿真波形
Fig.15 Simulation waveforms of series side input voltage and capacitor voltage during fault handling
图16给出了故障处理过程中各子模块变压器一次电流及输出电流仿真波形。可以看出，0.15s处故障子模块2切除后，其变压器一次电流ir2降为0，ir1和ir3经过调节后达到新的稳态，系统依旧稳定运行；子模块2输出电流is2在0.15s处也降为0，is1和is3经调节后达到新的稳态；0.3s处子模块2恢复运行，各子模块变压器一次电流及输出电流经调节后趋于稳定，系统恢复到故障前运行状态。整个过程中因子模块2串联侧电容未放电，所以该模块切除瞬间没有出现幅值很高的冲击电流，保证了系统安全运行。
图16 各子模块变压器一次电流及输出电流仿真波形
Fig16 Simulation waveforms of primary current and output current of each sub-module
图17所示为子模块2切除过程中ISOP型直流变压器输入电压ubus、输入电感电流iL、输出电压uo和输出电流is的仿真波形。
从图17中可以看出，在故障处理和恢复过程中，iL、uo和is经调节后均能够保持稳定。此外，整个过程中，ubus、iL、uo和is的幅值经调节后保持不变，说明故障处理过程中没有影响到系统总的功率传输。结合图15b中各子模块串联侧电容电压upi和图17中输出电压uo的波形可以看出，二者在故障处理过程中的稳态幅值保持不变，说明各子模块可以始终工作在电压匹配状态。
图17 系统输入输出侧电压及电流仿真波形
Fig.17 Simulation waveforms of voltage and current on the input and output sides of the system
由上述仿真及实验结果及分析可得，在稳态和暂态工作状态下，基于本文所提出的双有源桥集成Boost变换器的ISOP型直流变压器均能够稳定运行，所采用的控制策略也能够达到较好的控制效果，并且能够在子模块故障时对其进行隔离而不产生大的电流冲击，验证了所提出的电路拓扑的正确性以及控制策略的有效性。
本文提出了一种可应用于电-氢多能互补微电网中的以双有源桥集成Boost变换器为子模块的ISOP型直流变压器，对变换器在PWM+移相控制方式下的工作原理和软开关情况进行了分析，并对基于该变换器的ISOP型直流变压器的控制策略、故障处理方案和容错方案进行了介绍。最后搭建了实验样机对理论分析进行了验证。理论和实验均表明，双有源桥集成Boost变换器在PWM+移相控制方式下能够稳定运行，并且工作过程中可以实现最多7个开关管的ZVS；在输入稳压闭环、输入均压闭环和输出电压闭环共同构成的控制策略下，基于该变换器的ISOP型直流变压器可以实现串联侧的电压均衡，并联侧的电压稳定以及各子模块变压器一、二次电压匹配并且具有良好的动态特性。
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Topology and Control Strategy of Dual Active Bridge Integrated Boost Circuit for Electro-Hydrogen Multi-Energy Complementary Microgrid
Abstract This paper proposes a dual active bridge (DAB) integrated Boost converter, and analyzes its working principle and soft switching under the PWM+phase shift control mode. By combining a plurality of dual active bridge integrated Boost converters, an input series output parallel (ISOP) type DC transformer is obtained that can be applied to the DC/DC link between the high voltage level DC bus and the hydrogen production cell in the electro-hydrogen multi-energy complementary microgrid. Through the combined control of the output voltage control loop, the input voltage regulation loop and the input voltage balance loop, the ISOP type DC transformer can achieve voltage equalization on the series side, voltage stability on the parallel side, and voltage matching between the primary and secondary sides of the transformer of each submodule. Based on the theoretical analysis, an experimental prototype with STM32+FPGA as the core controller is built. The experimental results have verified the correctness of the proposed topology and the effectiveness of the control strategy.
keywords：Microgrid, hydrogen production, DC-DC converter, switches-multiplexed, input series output parallel (ISOP) type transformer
中图分类号：TM461
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.190960
河北省重点研发项目基金（19214405D）和国家自然科学基金（51677162）资助项目。
收稿日期 2019-07-27
改稿日期 2021-01-02
孙孝峰 男，1970年生，教授，博士生导师，主要研究方向为变流器拓扑及波形控制技术、功率因数校正与有源滤波技术、新能源变换与组网技术。E-mail: sxf@ysu.edu.cn（通信作者）
张绘欣 女，1994年生，硕士研究生，研究方向为双向直流变换器拓扑及其控制。E-mail: 1107225943@qq.com
（编辑 崔文静）