图1 升压-反激变换器
Fig.1 Boost-flyback converter
摘要 该文对临界模式（BCM）混合光伏微型逆变器的特性进行了详细分析。该新型电路拓扑为非隔离虚拟直流母线结构，一方面，继承了升压-反激变换器的低变压器匝比、低漏感量、低电压应力等优点；另一方面，还具有反激变换器的降压特性。利用混合变换器在BCM的自然谐振特性，实现了主开关管的零电压或者谷压软开关，以及整流二极管的零电流软开关。升压-反激变换器还提供了固有的无损吸收电路，使变压器的漏感能量得以利用，并实现了主开关管关断电压尖峰的钳位。上述特性使混合逆变器具有比传统的反激逆变器更小的变压器体积和更高的变换器效率。文中介绍了其工作原理，同时，推导了一种参考电流数学公式，以保证高的并网电流质量。最后，搭建一台240W实验样机，验证了理论分析的正确性和该电路拓扑的性能。
关键词：混合微型逆变器 低匝比 低漏感量 低电压应力 软开关
随着光伏电池技术的快速发展，光伏模块成本的不断降低以及电力电子技术的进步，分布式光伏发电系统相比其他可再生能源系统表现出极强的市场竞争力[1]。光伏微型逆变器，也称为光伏交流模块式逆变器，因具有发电量高、安全性好、制造成本低、安装维护方便、支持“即插即用”、系统容量易于扩展等优点，在分布式光伏发电系统中逐渐被采用[2-5]。
基于虚拟直流母线结构的反激式微型逆变器，输入输出隔离、结构紧凑、控制简单，近年来成为研究热点[6-20]。文献[6]对断续模式（Discontinuous Conduction Mode, DCM）和临界模式（Boundary Conduction Mode, BCM）两种工作模式进行对比，指出DCM虽控制简单，具有零电流关断（Zero Current Switching, ZCS）软开关特性，但因主开关管的电流应力大，只适用于小功率场合；BCM功率密度更高，控制也不复杂，适合较高功率的应用场景，此外，将准谐振（Quasi-Resonant, QR）技术引入BCM，可实现主开关管的零电压软开关（Zero Voltage Switching, ZVS）或谷压软开关（Valley Switching, VS），进一步提高了变换器效率。文献[7]提出一种适用于BCM的参数设计方法，对反激逆变器的权重效率进行了优化。连续模式（Continuous Conduction Mode, CCM）具有峰值电流小、电磁干扰（Electromagnetic Interference, EMI）低、滤波器容易设计等优点，但控制系统传递函数复杂，且存在右半平面零点，增加了控制器的设计难度[8-11]。
第三端口用于实现功率解耦的三端口反激拓扑结构，有利于延长逆变器使用寿命，提高其可靠 性[12-14]，然而变换效率有待于进一步提高，文献[13]的拓扑最高效率仅为91.3%。交错反激逆变拓扑，降低了电流纹波和电压、电流应力，提高了功率密度和功率等级[15]。混合两相DCM/单相DCM[16]或者两相BCM/单相BCM[17]控制策略，能有效提高交错反激逆变器宽负载范围内的效率，但在两相与单相之间进行过渡时会产生并网电流的畸变，增大了总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion, THD）。文献[18]采用非互补控制策略的有源钳位技术，将漏感能量回收利用，降低了漏感尖峰。文献[19]进一步介绍了一种自适应有源钳位技术，通过在低电网电压时，将有源钳位电路旁路的方式，实现了变换效率的进一步提升。文献[20]采用倍工频工作的辅助开关管，提出一种自适应无损吸收混合DCM/ BCM的反激逆变器，通过在DCM时，旁路无损吸收电路的方法来提高变换器效率，克服了文献[18-19]有源钳位电路中辅助开关管高频工作的缺点，然而，没有对DCM与BCM两种工作模式的平滑过渡展开研究，这将影响并网电流的质量。
文献[21]将串联谐振倍压整流器集成于基于直流母线结构的反激逆变器，在满足高增益特性的前提下，降低了变压器匝比，同时也减小了漏感量，这为解决漏感问题提供了新的思路。然而，采用直流母线结构，逆变单元的开关管也工作于高频状态，与虚拟直流母线结构相比，控制更复杂，变换效率更低；此外，该拓扑并非消除而只是降低了漏感量，故仍需采用有源钳位或者无损吸收技术来回收漏感能量。升压-反激变换器[22-23]如图1所示，相比传统的反激变换器，同样降低了变压器匝比和漏感量，并且存在固有的无损吸收电路而无需外加电路元件。文献[24]将升压-反激变换器应用于基于直流母线结构的微型逆变器，尽管该电路拓扑不具有隔离功能，但可效仿传统的非隔离组串式或集中式逆变器，通过增加两个继电器来满足安规要求。然而，升压-反激变换器不适用于基于虚拟直流母线结构的微型逆变器，原因在于其不具有降压功能。
图1 升压-反激变换器
Fig.1 Boost-flyback converter
本文将一个开关管和一个二极管集成于升压-反激变换器，构建一种非隔离虚拟直流母线混合微型逆变器，并且，基于具有软开关特性的BCM峰值电流控制，对该新型电路拓扑的特性进行了详细的分析。该电路拓扑在半工频周期内交替工作于升压-反激（Boost-Flyback, BF）模式和反激（Flyback, F）模式：当工作于BF模式时，在低的变压器匝比和漏感量下，获得了高的电压增益和低的电压应力，此外，还提供了固有的无损吸收电路，漏感能量得以回收利用，实现了主开关管的电压钳位；F模式解决了BF模式不能降压的问题，使得在直流母线处产生直流正弦全波（馒头波）成为可能。介绍了该电路拓扑的工作原理，并推导了一种参考电流数学公式以获得理想的并网电流。最后，通过240W的样机对该电路拓扑的特性进行了实验验证。
本文提出的混合微型逆变器如图2所示，采用非隔离虚拟直流母线结构，包括混合变换器和工频换相电路，其中，混合变换器包含解耦电解电容Ci、耦合变压器T、主开关管Q1、谐振电容Cs、整流二极管VD1和VD2、输出滤波电容C1和C2，以及模式过渡开关网络：开关管Q2和二极管VD3；工频换相电路包含四个工频工作的开关管S1、S2、S3和S4，以及输出滤波网络：滤波电容Cf和滤波电感Lf。
图2 混合微型逆变器
Fig.2 Hybrid-type micro-inverter
开关管Q2和二极管VD3互补工作于倍工频状态，使逆变器在半个工频周期内交替工作于BF和F两种工作模式：当开关管Q2开通，二极管VD3由于阴极电势高于阳极电势而被强制关断，逆变器工作于BF模式；而当开关管Q2关断，二极管VD3待输出电容C2放电完毕后自然导通，逆变器则工作于F模式，二极管VD3确保了F模式的正常工作。采用基于BCM的峰值电流控制，有利于提高逆变电路的功率密度，且可实现所有高频工作功率开关器件的软开关，包括主开关管Q1的零电压开通或者谷压开通，以及整流二极管VD1和VD2的零电流关断。
为便于分析工作原理，将混合逆变电路简化为如图3所示的等效电路，其中，工频换相电路和交流电网由直流正弦全波电压源替代；耦合变压器T等效为励磁电感Lm、漏感Ls、以及理想反激变压器的组合，其中，变压器的匝比为N。
主要工作波形如图4所示，当输出电压vo与平均输入电压Vi满足vo＞Vi+DV。式中，DV为电压阈值，开关管Q2开通，逆变器工作于BF模式。此时，反激变换器和升压变换器共用主开关管Q1，反激变压器与升压电感耦合于变压器T，反激变换器输出vC1与升压变换器输出vC2串联得到输出电压vo。升压变换器和反激变换器共同分担较高的瞬时功率，在低匝比和漏感量下实现了高的电压增益和低的功率开关器件（Q1、VD1和VD2）应力，降低了变压器的体积，提高了变压器的利用率。此外，由二极管VD2、电容Cs和C2构成的无损吸收电路，将漏感能量回收利用至输出端，并实现了主开关管漏源极尖峰电压的钳位。
图3 等效电路
Fig.3 Equivalent circuit
图4 主要工作波形
Fig.4 Key operation waveforms
当vo≤Vi+DV时，开关管Q2关断，逆变器进入F模式，由于仅反激变换器工作，因而可实现降压功能，弥补了BF模式不能降压的缺点。此时，在电网电压过零点附近，瞬时功率较低，漏感损耗微乎其微，可以忽略，但高的开关频率不利于变换器效率，故应合理设置DV，最小化该模式区间。
增加谐振电容Cs，主要目的在于适当延长QR时间，防止开通信号因硬件延迟而不能可靠实现ZVS或者VS软开关；另一方面，该电容的引入降低了主开关管Q1漏源极电压的上升斜率，有效改善了开关管的关断轨迹。
逆变器工作于BF模式时，一个高频开关周期的主要工作波形和各工作模态电路分别如图5和图6所示。在进行工作原理分析前，需作以下两点说明：
图5 BF模式工作波形
Fig.5 Operation waveforms under BF mode
图6 BF模式各工作模态电路
Fig.6 Circuit diagrams of each operation mode under BF mode
（1）主开关管Q1的寄生电容包含在谐振电容Cs中。
（2）输入电压vi，输出电压vC1、vC2和vo，及参考电流iref_BF在一个开关周期内可认为是恒量。
各模态的工作情况如下详述：
（1）模态1[t0, t1]：t0时刻，主开关管Q1处于通态，输入电源开始向励磁电感Lm和漏感Ls充电，一次电流i1以斜率vi/(Lm+Ls)从零开始线性上升，直到t1时刻，i1上升到参考电流iref_BF，该模态结束。
（2）模态2[t1, t2]：t1时刻，主开关管Q1关断，励磁电感Lm、漏感Ls和谐振电容Cs三者发生谐振，一次电流i1几乎保持不变，主开关管Q1漏源极电压vds以斜率iref_BF/Cs缓缓线性上升，直到t2时刻，vds上升到vC2，该模态结束。Cs的增加减缓了vds的上升斜率，有效降低了关断损耗。
（3）模态3[t2, t3]：t2时刻，整流二极管VD1和VD2正向偏置，存储在励磁电感Lm和漏感Ls的能量向输出端释放。若忽略漏感Ls，一方面，输出
二极管电流iD1和iD2同时以相同的斜率vC1/(N2Lm)从iref_BF/(N+1)线性下降，直到t3时刻，iD1和iD2降为零，VD1和VD2自然关断，消除了二极管的反向恢复效应；另一方面，主开关管Q1漏源极电压vds在此时间区间保持为vC2。然而，如图5虚线波形所示，事实上在该时间区间的开始阶段，漏感Ls与谐振电容Cs和输出电容C2会发生高频谐振，漏感能量随之回收利用到输出端，同时vds的尖峰电压也得到了有效抑制。
（4）模态4[t3, t4]：t3时刻，与模态2类似，谐振电容Cs与励磁电感Lm和漏感Ls发生谐振，主开关管Q1漏源极电压vds逐渐衰减，若vC2与vi满足
（1）vds可在t4时刻衰减为零，该时间区间t34可表示为
（2）
为确保ZVS软开关的实现，延迟时间Td应大于等于t34。
（5）模态5[t4, t5]：t4时刻之后，一次电流i1反向流过主开关管Q1的体二极管，vds被钳位为零，此时加入驱动信号，就可实现Q1的零电压开通，t5时刻，逆变器进入下一个开关周期。
混合微型逆变器的主电路及控制框图如图7所示。需要说明的是，变压器匝比N为N2/N1，辅助绕组N3用于实现输出二极管电流iD1和iD2的过零检测；最大功率点跟踪（Maximum Power Point Tracking, MPPT）算法采用常规的扰动观测法；BCM峰值电流控制的核心点在于参考电流公式的准确性，文献[17-18]均指出BCM反激逆变器的参考电流与输出电流呈非线性关系，该结论同样适用于混合逆变器。
图7 主电路及控制框图
Fig.7 Power circuit and control block diagram
2.1.1 参考电流公式推导
文献[17]推导了反激逆变器工作于BCM时的理想参考电流，本文将其应用于F模式，可表示为
（3）式中，
为平均输出电流，其波形为直流正弦全波。此外，考虑漏感和QR时间的影响，文献[17]还推导了另一种更精确的参考电流公式，然而，该公式比较复杂，不利于数字控制算法的实现，再者，通过优化硬件设计，可减小漏感、QR时间等非理想因素的影响。以上两点原因同样适用于BF模式，因此本文仅对理想参考电流进行了探讨。
在推导BF模式的参考电流iref_BF之前，需作如下假设：
（1）一个开关周期内，输入电压vi，输出电压vC1、vC2和vo，及参考电流iref_BF为恒量。
（2）功率开关管Q1和Q2，以及功率二极管VD1、VD2和VD3，均为理想功率开关器件。
（3）耦合变压器T为理想变压器，并且不考虑谐振电容Cs，因而可忽略漏感Ls和时间区间（t12、t34）的影响。
BF模式时一次电流与输出电流波形如图8所示，在每个开关周期的开通时间段，励磁电流im从零线性上升到参考电流iref_BF，开通时间Ton为
（4）
图8 BF模式时一次电流与输出电流波形
Fig.8 Waveforms of primary and output current under BF mode
相反，在关断时间段，励磁电流im从参考电流iref_BF线性衰减到零，此时im可表示为
（5）由于输出电流io与输出二极管电流iD1和iD2满足
（6）
因此，式（5）可改写为
（7）式中，Io为输出电流io的峰值。关断时间Toff为
（8）
基于升压-反激变换器的稳态分析[22]，易得
（9）
（10）
式中，D为占空比。将式（9）代入式（10），得
（11）依据面积等效原理，矩形面积S1与三角形面积S2近似相等，因而，得到平均输出电流为
（12）
联立式（4）、式（7）、式（8）、式（11）和式（12），可得BF模式参考电流iref_BF的表达式为
（13）结合式（3）和式（13），得到混合逆变器的参考电流iref为
（14）
2.1.2 参考电流设计
在电网电压过零点附近，逆变器工作于F模式，会带来过高的主开关管开关频率，为此，引入死区，当平均输出电流小于等于临界电流ICr时，使逆变器停止工作。相比半个工频周期，死区时间通常非常小，对THD值的影响微乎其微，因而可以确保好的并网电流质量。
输出电压vo与平均输出电流可表示为
（15）式中，Vo为输出电压vo的峰值；
为平均输出电流的峰值。
将式（15）代入式（14），并加入死区，得到参考电流为
（16）其中
滤波电容Cf的存在，增大了并网电流与电网电压之间的相位差，降低了功率因数，因此，实际参考电流算法中需对平均输出电流进行补偿，即将式（16）中的
替换为
，从而确保了高的功率因数。
2.2.1 匝比
首先，确定主开关管Q1承受的最大电压，然后考虑漏感尖峰和些许裕量，就可得出升压变换器的最大输出电压vC2max。
根据升压变换器输入电压vi与输出电压vC2的关系式为
（17）易得
（18）
式中，Dmax为最大占空比；vimin为最小输入电压。
将式（17）代入式（9），得到匝比N的表达式为
（19）为确保安全工作，当逆变器工作于F模式时，主开关管Q1承受的理论最大电压应满足
（20）
式中，vimax为输入电压vi的最大值。
2.2.2 励磁电感
开通时间Ton和关断时间Toff还可分别表示为
（21）
（22）
式中，fs为主开关管Q1的开关频率。
联立式（4）、式（7）、式（9）、式（12）、式（21）和式（22），得到励磁电感Lm的表达式为
（23）式中，fsmin为主开关管Q1的最小开关频率。
2.2.3 开关管Q2和二极管VD3
开关管Q2的最大电压应力等于F模式时主开关管Q1承受的最大电压，忽略漏感尖峰，有
（24）二极管VD3的最大反向电压应力等于升压变换器的最大输出电压vC2max。
开关管Q2和二极管VD3，实现了BF模式与F模式之间的过渡，工作频率仅为倍工频，对开关速度要求不高，所承受的电压应力均小于主开关管Q1的电压应力；鉴于不可避免地参与了能量传输，为确保高的变换效率，开关管Q2优选导通电阻小的MOSFET，二极管VD3优选正向电压低的普通二极管。
2.2.4 电容Cs和C2
电容Cs主要用于提供合适的QR时间，确保ZVS或者VS的可靠实现，其容值应与延迟时间Td相匹配，可根据式（2）来确定；此外，电容Cs还与电容C2一起作为吸收电容，与二极管VD2构成无损吸收电路，抑制了漏感尖峰，回收漏感能量，其中，电容C2的容值[20]为
（25）式中，vs为漏感尖峰电压；immax为最大励磁电流。
电容C2的容值偏大，可有效降低漏感尖峰，但却延长了主开关管关断时的高频谐振时间段，降低了效率，此外，还会影响BF模式向F模式的过渡，以及输出电压vo的馒头波形状，因此，实际中，应最小化电容C2的容值。
考虑输入电压纹波，并留有一定裕量，将电压阈值DV设置为30V，其他参数见表1，代入式（16），得到混合逆变器在半个工频周期内的参考电流如图9a中的实线所示，可以看出，逆变器介于区间0.19rad＜wt＜2.95rad时，工作于BF模式，而介于区间0≤wt≤0.19rad或者2.95rad≤wt≤p 时，工作于F模式，其中，区间0≤wt≤0.03rad和3.11rad≤wt≤p 为死区时间，逆变器不工作；逆变器大部分时间工作于BF模式，工作于F模式的时间很少，死区在F模式中的比重微乎其微。
表1 特性分析参数
Tab.1 Parameters of characteristics analysis
参 数数值/混合逆变器数值/反激逆变器 电压阈值DV/V30— 平均输出电流峰值/A1.551.55 输出电压峰值Vo/V311311 输入(平均)电压vi(Vi)/V3030 变压器匝比N56 励磁电感Lm/mH4.694.76 谐振电容Cs/nF2.22.0 临界电流ICr/mA5050
图9 相同参数下混合逆变器与反激逆变器特性比较
Fig.9 Characteristics comparison between hybrid-type inverter and flyback inverter in the same parameters
BF模式时的参考电流较大，F模式时的参考电流较小，进入死区后，参考电流为零；在两模式的过渡点0.19rad或2.95rad处，参考电流连续，自然地实现了两模式之间的平滑过渡，确保了好的并网电流质量。
考虑QR时间的影响，主开关管Q1在BF模式时的开关频率fs_BF可表示为
（26）式中，TQR为忽略了漏感量的QR时间，可由式（2）改写为
（27）
联立式（4）、式（7）、式（8）、式（11）、式（13）、式（15）、式（26）和式（27），得到BF模式时的主开关管开关频率为
（28）
结合反激逆变器工作于BCM时的开关频率表达式[17]以及死区，得到混合逆变器主开关管Q1的开关频率为
（29）忽略死区，将表1的相关数据代入式（29），可计算出整个开关频率范围为76.1～610.6kHz，其中，BF模式时的开关频率范围为76.1～234.9kHz，F模式时的开关频率范围为383.3～610.6kHz，值得注意的是，如图9b实线所示，BF模式时的开关频率在靠近模式过渡点时表现出非单调性，在0.19rad或2.95rad的开关频率为227.8kHz，而并非最大开关频率234.9kHz，取得最大开关频率的弧度为0.23rad或2.91rad；另外，在0.19rad或2.95rad处的开关频率发生突变，当F模式切换为BF模式时，开关频率由383.3kHz跳变为227.8kHz；反之，则由227.8kHz跳变为383.3kHz。
忽略漏感尖峰，当逆变器工作于BF模式时，主开关管Q1的漏源极电压等于升压变换器的输出电压vC2，即
（30）联立式（9）、式（15）、式（17）和式（30），易得
（31）
当逆变器工作于F模式时，主开关管Q1的漏源极电压变为
（32）将式（15）代入（32），整理有
（33）
结合式（31）和式（33），并考虑死区，得到混合逆变器主开关管Q1的理论漏源极电压为
（34）将表1的相关数据代入式（34），如图9c实线所示，BF模式时的漏源极电压按正弦规律变化，F模式时的漏源极电压除死区恒为30V外，其余时间也按正弦规律变化，值得注意的是，在模式过渡点0.19rad或2.95rad处，漏源极电压发生了阶跃变化，当F模式切换为BF模式时，漏源极电压由42V降为35V；反之，则由35V升为42V。
采用相同参数，绘制反激逆变器的特性曲线如图9中的虚线所示，二者在区间0≤wt≤0.19rad和2.95rad≤wt≤p 特性一致，而在区间0.19rad＜wt＜2.95rad存在差异。当介于区间0.19rad＜wt＜2.95rad时，混合逆变器的参考电流较大，并且随着模式过渡点的靠近，二者的差值逐渐减小，在0.19rad或2.95rad附近二者近似相等；混合逆变器的开关频率较低，此区间反激逆变器的开关频率范围为88.0～383.3kHz；混合逆变器的漏源极电压较低，反激逆变器的最大漏源极电压为92.2V，而混合逆变器的仅为76.8V。
采用表1优化后的参数，绘制反激逆变器的特性曲线如图10中的虚线所示，除死区外，二者在区间0.03rad≤wt≤3.11rad表现出不同的特性：混合逆变器的参考电流，在区间0.03rad≤wt＜0.62rad或2.52rad＜wt≤3.11rad略低，而在区间0.62rad＜wt＜2.52rad较高，并且靠近弧度0.62rad和2.52rad时，二者差值逐渐减小，当处于0.62rad和2.52rad时，二者相等；混合逆变器的开关频率，在区间0.03rad≤wt≤0.19rad或2.95rad≤wt≤3.11rad较高，在区间0.19rad＜wt＜2.95rad的大部分区域略低，靠近模式过渡点0.19rad和2.52rad时，明显较低，反激逆变器的开关频率范围为76.8～455.3kHz；混合逆变器的漏源极电压，在区间0.03rad≤wt≤0.19rad或2.95rad≤wt≤3.11rad略高，但在区间0.19rad＜wt＜2.95rad较低，反激逆变器的最大漏源极电压为81.8V。
图10 不同参数下混合逆变器与反激逆变器特性比较
Fig.10 Characteristics comparison between hybrid-type inverter and flyback inverter in the different parameters
本文依托TMS320F28069 DSP控制平台，搭建一台240W的实验样机，如图11所示，具体参数见表2，主要功率开关器件选型如下：Q1，IPT059N15N3；Q2，BSC190N15NS3G；VD1，IDL12G65C5；VD2和VD3，TSP10H200S；S1～S4，IPB60R160C6。
图11 实验样机
Fig.11 Experimental prototype
表2 实验样机参数
Tab.2 Parameters of a experimental prototype
参 数数 值 输出功率Po/W240 输入电压vi/V22～48 电网电压vgrms/V220 电网频率fline/Hz60 电压阈值DV/V30 输入滤波电容Ci/mF4×3 300 谐振电容Cs/nF2.2 变压器匝比N1N2N33151 励磁电感Lm/mH4.69 漏感Ls/nH65 输出滤波电容C1/nF22 输出滤波电容C2/nF6.8 滤波电感Lf /mH2.0 滤波电容Cf /nF220
30V输入满载并入理想电网时的主要实验波形如图12～图16所示，电网电压、并网电流及Q2栅源极电压波形如图12所示，并网电流为平滑的正弦波，相位与电网电压一致，测得的THD值为2.169%，功率因数为0.999 92。开关管Q2工作于倍工频（120Hz）状态，Q2开通时，逆变器工作于BF模式；反之，则工作于F模式，显然，逆变器大部分时间工作于BF模式。反激变换器和升压变换器的输出电压波形如图13所示，F模式时，仅反激变换器工作，而BF模式时，反激变换器和升压变换器均参与了工作，二者的瞬时电压比为vC1/vC2=3/1；反激输出电压与升压输出电压叠加就可得到直流正弦全波。
图12 电网电压、并网电流及Q2栅源极电压波形
Fig.12 Waveforms of grid voltage, injected grid current and the gate-to-source voltage of Q2
图13 反激变换器和升压变换器的输出电压波形
Fig.13 Output voltage waveforms of the flyback and boost converter
图14a所示为耦合变压器一次侧和二极管VD2的电流波形，可以看出，一次电流的包络线连续、不呈正弦，与参考电流吻合，二极管VD2的电流包络线为正弦波；在峰值电流处将其局部放大，如图14b所示，由于一次电流包含二极管VD2的电流，故而形成了特殊的三角波。
图14 耦合变压器一次侧和二极管VD2的电流波形
Fig.14 Current waveforms of coupled transformer’s primary side and the diode VD2
图15a给出了二极管VD1和VD2的电流波形，与二极管VD2的电流包络线类似，二极管VD1的电流包络线也为正弦波，由于二极管VD2在F模式时停止了工作，因此二极管VD1的工作时间长于二极管VD2；在峰值电流处将其局部放大，如图15b所示，二极管VD1和VD2的电流均呈直角三角波状，以相同的斜率下降至零，实现了VD1和VD2的零电流关断；二极管VD2的电流由于包含了漏感电流，其幅值略高于二极管VD1的电流幅值。
图15 二极管VD1和VD2的电流波形
Fig.15 Current waveforms of the diodes VD1 and VD2
图16a所示为主开关管Q1的栅源极与漏源极电压波形，可以看出，在模式过渡点处，漏源极电压发生了阶跃变化；在峰值漏源极电压处将其局部放大，如图16b所示，显示实现了零电压开通，漏源极电压的上升斜率得到了抑制，稳态的漏源极电压为77V，尖峰电压被钳位至122V，开关频率为75.8kHz；图16c给出F模式过渡为BF模式时的局部放大波形，显示在两模式下均实现了谷压开通，模式过渡时，忽略漏感尖峰，漏源极电压由42V降为35V，开关频率由263.2kHz降为158.7kHz。
实测BF模式的开关频率范围为75.8～166.8kHz，F模式的开关频率范围为263.2～507.9kHz。实测的开关频率均小于理论计算值，原因在于实际中采用的延迟时间Td通常大于式（29）的QR时间，再者，式（29）并未考虑工作模态二所占用的时间t12。
图16 主开关管Q1的栅源极与漏源极电压波形
Fig.16 Gate-to-source and drain-to-source voltage waveforms of the main switch Q1
图17所示为负载由满载突变为半载时的电网电压与并网电流的波形，可以看出，并网电流在突变点快速减半，说明所设计的控制器具有良好的动态响应能力。
图17 负载突变时电网电压与并网电流波形
Fig.17 Waveforms of grid voltage and injected grid current under load variation
图18所示为满载并入非理想电网时电网电压与并网电流波形，其中，电网电压的谐波含量分别为：3次（2.0%）、5次（1.4%）、7次（2.0%）、23次（1.4%）和31次（1.0%），可以看出，并网电流仍然为平滑的正弦波形，测得的THD及功率因数分别为3.266%和0.999 65，THD值增大约1.1%，功率因数有所降低但并不明显，二者仍然符合并网规范，说明所设计的控制器具有较强的抗干扰能力。
图18 电网电压畸变时电网电压与并网电流波形
Fig.18 Waveforms of grid voltage and injected grid current under grid voltage distortion
为评估混合逆变器的效率，采用文献[18]的有源钳位技术，搭建另外一台BCM反激逆变器，所用变压器的参数为：Lm=4.76mH，Ls=83nH，N=6（N1
N2N3=3181）。考虑驱动和控制部分的损耗，分别测试了两台逆变器多个功率点的效率，混合逆变器与反激逆变器效率比较如图19所示，显然，混合逆变器在各个功率点的效率均高于反激逆变器的效率，二者的最高效率都在功率点180W处取得，混合逆变器的最高效率和美国加州能源委员会（California Energy Commission, CEC）权重效率分别为95.9%和95.1%，而反激逆变器仅为95.5%和94.5%。
图19 混合逆变器与反激逆变器效率比较
Fig.19 Efficiency comparison between hybrid-type inverter and flyback inverter
本文揭示了BCM混合微型逆变器的特性。该新型电路拓扑本质上通过引入反激模式将升压-反激变换器应用于基于虚拟直流母线结构的微型逆变器领域。采用的模式过渡开关网络（一个开关管和一个二极管）仅工作于倍工频，不会增加过多的开关损耗和成本。大部分时间工作于升压-反激模式，可自然地实现升压-反激模式与反激模式之间的平滑过渡。理论分析和实验结果都表明，相比传统的BCM反激微型逆变器，除了具有高升压比和软开关特性外，该逆变器还具有：
1）低的变压器匝比和漏感量，降低了变压器体积，提高了变压器利用率。
2）低的电压应力，包括低的理想电压应力和低的漏感尖峰电压。
3）固有的无损吸收电路，无需外加电路元件。
4）较高的变换器效率。
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Characteristics Analysis for a Boundary Conduction Mode Hybrid-Type Photovoltaic Micro-Inverter
Abstract The characteristics of the boundary conduction mode (BCM) hybrid-type photovoltaic (PV) micro-inverter are analyzed in detail in this paper. This new topology is a non-isolated pseudo-dc-link structure, which inherits the advantages of low transformer turns ratio, low leakage inductance and low voltage stress of boost-flyback converter, as well as the step-down function of flyback converter. Exploiting the natural resonance of the hybrid-type converter in BCM, the zero-voltage switching (ZVS) or valley switching (VS) of the main switch, and the zero-current switching (ZCS) of the rectifier diodes are achieved. Furthermore, owing to the inherent passive snubber in boost-flyback converter, the leakage energy of transformer is recycled, and the turn-off voltage spike of the main switch is clamped. Because of these characteristics mentioned above, the hybrid-type inverter has smaller transformer volume and higher converter efficiency compared with the conventional flyback inverter. The operation of this topology is described, and the mathematical expression of reference current is derived to guarantee high quality of injected grid current. Finally, a 240W prototype was built to verify the correctness of theoretical analysis and the performance of the topology.
keywords：Hybrid-type micro-inverter, low turns ratio, low leakage inductance, low voltage stress, soft-switching
中图分类号：TM46
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.190125
国家自然科学基金资助项目（51577074）。
收稿日期 2019-01-26
改稿日期 2019-05-06
张 峰 男，1986年生，博士研究生，研究方向为光伏微型逆变器拓扑及其控制。E-mail: fengzhang18@outlook.com（通信作者）
谢运祥 男，1965年生，教授，博士生导师，研究方向为电力电子功率变换及微机控制技术。E-mail: yxxie@scut.edu.cn
（编辑 崔文静）