（1）当开关Sa闭合，Sb断开时，UAB等于电容电压UC；当开关Sa断开，Sb闭合时，UAB=0。
图1 半桥型MMC结构
Fig.1 Harf-bridge MMC
摘要 为了研究高压纳秒脉冲的前后沿时间对于离体肿瘤细胞杀伤效果的影响，需要一种能够产生前后沿可调高压纳秒脉冲的发生器。提出了一种基于半桥型模块化多电平换流器（HB-MMC）结构的新型发生器拓扑结构，通过HB-MMC子模块的级联构成2组桥臂，以产生任意极性的高压纳秒脉冲方波；采用MOSFET作为固态开关，并通过控制MOSFET的开关时序，改变导通和关断延迟时间来改变输出脉冲的前后沿。该文首先对提出的发生器拓扑结构以及工作原理进行了详细的介绍；然后采用PSpice仿真软件进行仿真验证，证实了该拓扑结构的正确性与可行性；最后研制了一台5级的脉冲发生器并进行性能测试。测试结果表明，该发生器能够输出幅值0～±4kV可调、脉宽100～500ns可调、频率0～5kHz可调的方波脉冲，且脉冲的上升沿能在15～65ns范围内平滑调节，脉冲的下降沿能在30～100ns范围内平滑调节。
关键词：前后沿可调 半桥型模块化多电平换流器 高压纳秒脉冲 开关时序
近年来，随着脉冲功率技术的快速发展，应用领域也在不断拓宽，脉冲功率技术在食品加工、水处理、生物医疗和等离子体技术等领域发挥着越来越重要的作用[1-4]。在生物医疗领域，纳秒脉冲治疗肿瘤技术成为新的研究热点。在纳秒脉冲电场作用下，会在细胞器结构上对细胞产生影响而不在细胞膜上产生大的穿孔，能够诱导肿瘤细胞凋亡使得肿瘤组织缩小甚至消失，同时避免炎症、溃疡等副作用，对于肿瘤治疗有重要意义[5-6]。脉冲的参数包括幅值、脉宽、重复频率、前后沿等，对作用效果有很大影响[7-8]。相比于微秒脉冲，纳秒脉冲的前后沿对于脉冲作用效果的影响更大。相关研究表明[9]，不同前后沿的纳秒脉冲所包含的高频成分不同，对线粒体膜电位的影响有较大差异，高频成分越多，对线粒体膜电位影响越大，引起的细胞凋亡率就越高，细胞活性越低。但由于前后沿可调纳秒脉冲源研制困难，关于纳秒脉冲前后沿对肿瘤细胞活性影响的研究很少。因此，研制一台前后沿可调的纳秒脉冲发生器对于纳秒脉冲电场治疗肿瘤的研究具有重要意义。
近年来，半导体固态开关以其重复频率高和可控性强的优点，在脉冲功率领域得到广泛应用[10]。目前主流的高压纳秒脉冲产生方法有传输线、磁开关压缩、Marx、直线型变压器驱动源（Linear Trans- former Driver, LTD）等[11-14]。传统的脉冲产生方法已经可以实现对输出脉冲幅值、脉宽、频率等参数的灵活调节，但是目前很少有关于脉冲前后沿调节的相关研究。
除了上述应用广泛的脉冲产生方法以外，部分学者开始研究基于模块化多电平换流器（Multilevel Modular Converter, MMC）结构的脉冲源。MMC结构主要应用于高压直流输电领域[15]，近年来部分学者开始将MMC结构应用于脉冲功率领域，以产生多电平输出波形[16-20]，而多电平输出波形可以应用于前后沿的调节。
Texas A&M University的Shehab Ahmed等采用半桥型MMC（Half-Bridge Modular Multilevel Converter, HB-MMC）模块与全桥型MMC模块研制了能输出双极性多电平波形的纳秒脉冲发生器，分别采用串联充电和变压器充电的方式[16-17]；同时，还采用顺序充电方式与MMC模块相结合研制了能输出多电平波形的纳秒脉冲发生器[18]。但是目前关于MMC结构在脉冲功率技术的研究中，输出脉冲都属于ms量级，没有针对前后沿时间的相关研究。且现有的电容充电方式均存在不足：串联充电会使输出电压受到充电电压的限制，且需要增加电容电压传感器或监测程序保证电容的均压；采用变压器需要额外增加整流逆变电路；顺序充电方式需要额外增加两个开关，且充电阶段对开关的损耗较大。
对此，本文提出一种基于半桥型MMC结构的纳秒脉冲发生器，电容采用并联充电方式，选用MOSFET作为固态开关，输出多电平双极性高压纳秒脉冲。并通过控制开关时序改变电平持续时间和电平数量，从而对输出脉冲的前后沿进行调节。首先介绍了发生器的拓扑结构；其次对工作原理以及开关时序进行了详细分析；然后通过PSpice仿真软件搭建仿真模型，验证了发生器拓扑结构与原理的正确性；最后搭建了5级双极性发生器测试平台，对理论分析进行验证。
图1所示是半桥型MMC模块的拓扑结构，由一个电容和两个固态开关构成，通过控制开关的通断情况，可以改变MMC模块的输出端电压UAB，有
（1）当开关Sa闭合，Sb断开时，UAB等于电容电压UC；当开关Sa断开，Sb闭合时，UAB=0。
图1 半桥型MMC结构
Fig.1 Harf-bridge MMC
基于半桥型的MMC结构，本文提出了如图2所示的发生器拓扑结构。该拓扑结构由两组桥臂、一个直流电源、n+m个充电电阻以及一个负载电阻组成。上桥臂由n个MMC模块级联构成，下桥臂由m个MMC模块级联而成，桥臂中的电容通过直流电源以并联的方式分别充电至-Vdc和Vdc。放电时使两组桥臂分开接入放电回路，可在负载上形成单/双极性脉冲。对于每一组桥臂，通过控制桥臂中储能电容接入或者撤出放电回路的时间，可输出多电平波形，通过调节电平持续时间和电平数量可调节前后沿。上述的调节与控制可以通过控制MOSFET的开关时序来实现。
图2 基于MMC结构的发生器拓扑结构
Fig.2 Topology of proposed MMC-based generator
利用MMC结构的特性，可以在负载上输出多电平脉冲波形。而多电平脉冲波形是通过调节固态开关之间的导通/关断延时实现的，当导通/关断延迟时间小于前一个电平的前/后沿时间，可消除阶梯，实现前后沿的平滑调节。
以一个两电平波形的前沿时间为例，上升沿调节原理如图3所示。当两组电容同时串入放电回路时，会在负载上产生一个单电平的方波，此时上升沿最小为tr-min。当在两组电容串入放电回路时设置一个延迟时间td，若td＞tr-min，则会在负载上输出一个两电平的阶梯波；若td＜tr-min，则会在负载上输出前沿时间为tr的单电平方波，且有tr=tr-min+td。对于一个包含x个MMC模块的放电回路，其上升沿时间可以表示为
（2）式中，tdi为第i个电平的延迟时间，当tdi在0～tr-min范围内调节时，输出波形上升沿不会出现阶梯。
图3 上升沿调节原理
Fig.3 Priciple of rise time adjustment
下降沿的调节和上升沿的调节原理类似，上升沿是通过设置开关的导通延时来调节，而下降沿是通过设置开关的关断延时来调节。对于一个包含x个MMC模块的放电回路，其下降沿时间tf可以表示为
（3）式中，
为第i个电平的延迟时间；tf-min为最短下降沿。当在0～tf-min范围内调节时，输出波形下降沿不会出现阶梯。
1.3.1 充电模式
充电模式如图4所示，开关S1a～S(n+m)a、S1b～Snb均断开，开关S(n+1)b～S(n+m)b闭合，此时，上桥臂中电容C1～Cn的电压充电至-Vdc，下桥臂中电容Cn+1～Cn+m的电压充电至Vdc。
（4）
图4 充电模式
Fig.4 Charging mode
1.3.2 放电模式
放电模式分为正极性放电模式和负极性放电模式。正极性放电模式如图5所示，下桥臂中的电容Cn+1～Cn+m串联接入放电回路在负载电阻上形成正极性脉冲。通过控制固态开关S(n+1)a～S(n+m)a的导通/关断次序，可以实现正极性脉冲的前后沿调节。若取n=m=3，则在一个脉冲周期内，各开关的时序图如图6所示。在每一个MMC单元的两个固态开关之间要设置一个死区时间，防止两个开关同时导通，引起电容短路。通过调节开关S4a～S6a的导通延时td1和td2，可以对正极性脉冲的上升沿进行调节；通过调节开关S4a～S6a的关断延时
和
，可以对正极性脉冲的下降沿进行调节。
图5 正极性放电模式
Fig.5 Positive discharging mode
图6 正极性放电模式开关时序图
Fig.6 Sequence diagram of the switches of positive discharging mode
在正极性放电模式下，负载电阻两端的电压可以表示为
（5）式中，q为串入放电回路的电容数量。
负极性放电模式如图7所示，上桥臂中的电容C1～Cn串联接入放电回路对负载放电形成正极性脉冲。通过控制固态开关S1a～Sna的导通/关断次序，可以实现负极性脉冲的前后沿调节。若取n=m=3，则在一个脉冲周期内，各开关的时序图如图8所示。
图7 负极性放电模式
Fig.7 Negetive discharging mode
通过调节开关S1a～S3a的导通延时td1和td2，可以对负极性脉冲的上升沿进行调节；通过调节开关S1a～S3a的关断延时和，可以对负极性脉冲的下降沿进行调节。
在负极性放电模式下，负载电阻两端的电压可以表示为
图8 负极性放电模式开关时序图
Fig.8 Sequence diagram of the switches (negative discharging mode)
（6）式中，p为串入放电回路的电容数量。
在正极性放电模式和负极性放电模式可以独立工作，输出单极性脉冲。也可以同时工作，只要在两种放电模式之间设置一定时间的间隔，就可输出双极性脉冲。图9所示是双极性脉冲的时序图。
图9 双极性放电模式时序图
Fig.9 Sequence diagram of bipolar discharging mode
因为要产生前后沿均为纳秒级的脉冲，对固态开关的导通速度要求比较高，因此选择了CREE公司的C3M0065100K型号的SiC型MOSFET作为MMC单元的主开关。根据技术手册，该信号的MOSFET耐压为1kV，脉冲耐流为90A，导通时间和关断时间分别为10ns和8ns，参数符合需求。驱动芯片选择了IXYS公司的IXDN609型号的芯片，芯片的峰值驱动电流可达9A。
由于MOSFET耐压为1kV，考虑一定裕度，储能电容电压最高充电至800V，输出电压最高为±4kV。储能电容的容值为
（7）式中，t 为最大输出电压脉宽（500ns）；V0为最大输出电压幅值（4kV）；DVd为输出电压跌落（允许最大为5%的输出电压）；RL为200W 负载，计算得每级电容C为250nF。考虑一定裕度，取电容值为1 mF。最终选择KEMET公司生产的R75QR41004000J型号薄膜电容作为储能电容，其耐压为1kV，容值为1mF，串联电感为18nH。
选择ALTERA公司的Cyclone IV系列的现场可编程门阵列（Field Programmable Gate Array, FPGA）来提供MOSFET的控制信号，具体型号为EP4CE6F17C8，共有68路I/O口，晶振主屏为50MHz。控制信号采用光纤进行传输，选择Avago公司生产的光纤接收头HFBR-2412TZ和光纤发射头HFBR-1414TZ实现电信号与光信号之间的转换。
为了验证上述脉冲发生器原理的可行性，通过PSpice仿真软件建立一个正负桥臂均为3级的仿真模型，即m=n=3，如图10所示。该PSpice仿真模型采用压控开关代替MOSFET，脉冲源代替驱动芯片，压控开关的导通和关断时间均设为20ns。电容和电阻的取值均按照2.1节的器件选型设置。
图10 PSpice仿真模型
Fig.10 Simulation mode of the proposed topology
在仿真中，通过参数扫描功能改变直流充电电压值，可以实现脉冲源输出电压的变化，图11所示是脉冲源在充电电压从200V变化到1 000V的输出脉冲电压。仿真结果表明，输出电压幅值为充电电压的3倍，与理论分析相符合。
图11 不同输入电压下脉冲源的输出电压
Fig.11 The output pulses at different input voltage
为了验证脉冲源的前后沿调节原理，在仿真中通过设置开关S1a、S2a、S3a的开关导通和关断延时，分析输出的正极性脉冲的前后沿变化。图12是脉冲源在开关导通和关断延时分别从0变化到30ns时的正极性输出脉冲（仿真中开关的导通与关断延时取相同的值，同步变化）。
图12 不同前后沿的输出电压
Fig.12 The output pulses with different rise/fall time
从仿真结果可以看出，通过改变开关的导通和关断延时确实可以起到改变前后沿的效果。由于仿真中压控开关的导通关断时间设置为了20ns，所以当延时td的取值为10ns和20ns时，输出波形的前后沿没有出现明显阶梯，而当延时td取值为30ns时，有明显阶梯出现，输出的波形为多电平波，与理论分析相符合。
综上，通过仿真结果分析可以看出本文提出的脉冲源拓扑结构和前后沿调节原理是正确的。
本文设计了一套两组桥臂均包含5个MMC模块的双极性高压纳秒脉冲发生器，即取n=m=5。发生器采用模块化设计，每一个MMC模块单独绘制一块电路板，再设计基板，用于多个模块之间的连接。本文设计了两块能分别放置5个MMC模块的基板，作为发生器主电路的两组桥臂。
图13所示是单个MMC子模块的实物图，包括一个储能电容、两个MOSFET以及相应的驱动电路。
图13 MMC子模块实物图
Fig.13 MMC submodular
图14所示是本文设计的5级双极性MMC纳秒脉冲发生器的整体实物图，主要由控制电路和主电路构成。控制电路包括FPGA和电光转换单元，由FPGA输出20路控制信号，再由电光转换单元将电信号转化为光信号通过光纤传输至主电路。主电路由上下两块基板构成两组桥臂，每组桥臂上放置5个MMC子模块。位于上层的桥臂1通过直流电源充正极性电压，位于下层的桥臂2充负极性电压，再按FPGA中设定的开关时序对负载放电，在负载两端产生前后沿可调的双极性纳秒脉冲波形。
图14 脉冲发生器整体实物图
Fig.14 Overall view of the implemented generator
为了测试发生器的性能，本文选用泰克公司生产的MDO3024型号的示波器，配合力科公司PPE5kV型号的高压探头测试电阻负载两端的电压波形。直流电源选择天津东文高压电源公司生产的DW-P102-1500AC17型号的高压直流电源，可以输出0～1kV的直流电压，最大输出电流为1.5A。测试的重点在于输出脉冲前后沿的调节，同时也对发生器的输出电压幅值、脉宽和重复频率的调节范围进行测试。
3.2.1 幅值、脉宽及频率测试
本文首先测试发生器在不同充电电压下的双极性输出波形，正负极性脉冲之间的间隔设置为500ns，脉宽均为400ns，频率1kHz。当充电电压分别为200V、400V、600V和800V时，负载电压输出脉冲如图15所示。从图15中可以看出，当充电电压在0～800V范围内调节时，负载电压在±（0～4kV）范围内变化。当充电电压为800V时，发生器的输出电压效率为93.75%。在输出电压幅值较低时，上升沿尾部会有小幅振荡，这是因为负载电阻与MOSFET的漏源等效电容和放电回路杂散电感构成谐振回路，出现衰减振荡。当电压幅值升高，MOSFET漏源电容越来越小，振荡也越来越不明显。
图15 不同充电电压下的输出脉冲
Fig.15 The output pulses with different charging voltage
本文测试了发生器在不同脉冲宽度下的输出波形。当充电电压设置为400V，频率1kHz，脉冲宽度分别设置为100ns、200ns、300ns、400ns和500ns时，输出脉冲如图16所示。从图16中可以看出，当脉宽在100～500ns范围内时，发生器均能稳定输出方波。
图16 不同脉宽的输出脉冲
Fig.16 The output pulses with different pulse width
为了测试发生器在高频下的输出性能，测试了发生器在充电电压400V，频率为5kHz时的输出脉冲，如图17所示。在频率为5kHz时，发生器能够稳定输出脉冲。
图17 重复频率5kHz下的输出脉冲
Fig.17 The output pulse at 5kHz repetition frequency
3.2.2 上升沿测试
根据第1.2节提出的前沿调节原理，本文通过改变电平数量N（N=一, 二,…, 五）和开关导通时间tdi（i≤4）来调节输出脉冲的前沿。经测试，单电平输出时脉冲的前沿约为15ns，即上升沿最小值tr-min=15ns，tdi的调节范围为0～15ns，当tdi＞15ns时，输出波形的上升沿会出现明显阶梯。根据式（2），上升沿最大值tr-max=5×15=75ns。但是实测中发现，当开关导通延时tdi设置为15ns时，在输出波形的上升沿会出现一些明显的阶梯。不同电平数量的上升沿波形如图18所示，当开关的导通延迟均设置为15ns，设置不同电平数量时，可以得到不同上升沿的输出波形。从图中可以看出，当电平数量N≥二时就会有阶梯出现。在仿真中，电路中没有设置杂散参数，因此各级电平的上升沿时间均等于设置的开关导通时间。但是在实际电路中，输出脉冲的上升沿不仅仅和MOSFET的导通时间有关，还和放电回路的杂散电感以及负载电阻值有关，它们的关系可以表示为
（8）式中，trise为上升沿；Lstray为放电回路的杂散电感值；RL为负载电阻。
图18 不同电平数量的上升沿波形（tdi=15ns）
Fig.18 Rise time waveforms of the output pulse for different level numbers (tdi=15ns)
当电平数量为一时上升沿最快为15ns，这种情况下，整个放电过程中串入放电回路的电容数量均为5。但是，当电平数量大于一时，在放电的上升沿期间串入放电回路的电容数量会发生变化，从而引起放电回路杂散电感的变化，最终导致上升沿时间的变化。串入放电回路的电容数量越多，杂散参数越大。因此，当设置的电平数量大于一时，各级电平的时间上升沿时间小于15ns，导致了图18中阶梯的出现。为了得到平滑的波形，在设置各开关之间的导通延时tdi时，应考虑当前电平下串入放电回路的电容数量：若电容数量多，则导通延时可以设置长一些；若电容数量少，则导通延时应设置短一些。
以五电平波形为例，一共有4个导通延时td1～td4，若4个导通延时均设置为15ns，则输出波形如图19中的实线所示，在第一个电平和第二个电平的上升过程中会有明显阶梯出现。这是因为在第一个电平和第二个电平的上升过程，接入放电回路的电容数量分别为1和2，这两个电平下的实际上升沿小于15ns，导致了阶梯的出现。若将前两个导通延时减小，设置为10ns，而后两个导通延时不变，即td1=td2=10ns，td3=td4=15ns，则输出波形如图19中的虚线所示。在对导通延时的设置方法改良以后，波形的上升沿调节范围会变小，但是输出的波形会更平滑，不会有明显阶梯出现。
图19 五电平上升沿波形改良
Fig.19 The waveforms improvement of 5-level rise time
根据上述改良方法去调整开关导通延时的设置，可以得到如图20所示的上升沿平滑调节波形。图20中的5条不同上升沿的曲线，是根据上述改良方法设置导通延时得到的。图中上升沿为15ns的波形电平数量为一，没有设置开关导通延时；图中上升沿为25ns的波形电平数量为二，导通延时td1= 10ns；图中上升沿为40ns的波形电平数量为三，导通延时td1=10ns，td2=15ns；图中上升沿为50ns的波形电平数量为四，导通延时td1=td2=10ns，td3=15ns；图中上升沿为65ns的波形电平数量为五，导通延时td1=td2=10ns，td3=td4=15ns。由测试结果可以看出，上升沿的平滑调节范围为15～65ns。
图20 不同上升沿的输出脉冲
Fig.20 The output pulse with different rise time
3.2.3 下降沿测试
下降沿调节过程和上升沿类似，经测试单电平输出时脉冲的下降沿约为30ns，因此开关关断延迟时间tdi的调节范围是0～30ns，根据式（3），可以计算出下降沿调节范围是30～150ns。当关断延迟时间设置为30ns时，不同电平数量下的下降沿波形如图21所示，同样出现了明显的阶梯。
图21 不同电平数量的下降沿波形（
=30ns）
Fig.21 Fall time waveforms of the output pulse for different level numbers(=30ns)
在实际电路中，输出脉冲的下降沿和放电回路的杂散电感以及负载电阻的值有关，它们的关系可以表示为
（9）式中，tfall为下降沿；Cstray为放电回路的杂散电容。串入放电回路的电容数量会影响放电回路的杂散电容值，因此当电平数量大于一时，各电平的实际下降沿时间小于30ns，导致了下降沿波形中阶梯的出现。为了得到平滑的波形，设置开关关断延时也应考虑当前电平下串入放电回路的电容的数量，适当减小开关的关断延时，其设置规律与上升沿调节相同。按照改良后的方法设置开关关断延迟时间以后，可以得到如图22所示的下降沿平滑调节波形。由测试结果可以看出，输出脉冲下降沿的平滑调节范围为30～100ns。
综上，本文设计的发生器确实能够输出前后沿均可调节的纳秒方波脉冲。本文使用的FPGA的晶振主频为50MHz，可通过锁相环（Phase Locked Loop, PLL）程序让晶振以4倍频工作，即200MHz，因此前后沿调节的最小步进时间为5ns。
图22 不同下降沿的输出脉冲
Fig.22 The output pulse with different fall time
本文结合MMC拓扑结构和固态开关技术，采用FPGA作为驱动信号控制系统，研制了一套前后沿可调的高压纳秒脉冲发生器。得出如下结论：
1）利用MMC结构中电容串入/撤出放电回路的灵活性，再结合对MOSFET导通和关断延时的控制，可以实现对输出波形前后沿的调节。若要实现对前后沿尽可能平滑的调节，在设置各开关之间的导通和关断延时时应考虑各电平下串入放电回路电容的个数，以避免波形出现明显的阶梯。
2）通过实验测试，可以得出本文研制的发生器输出脉冲参数如下：输出电压幅值可以在±（1～4kV）范围内调节；脉宽可以在100～500ns范围内调节；重复频率可以在0～5kHz之间调节；上升沿可以在15～65ns范围内平滑调节；下降沿可以在30～100ns范围内平滑调节。
综上所述，本文研制的纳秒脉冲发生器可以实现全参数的调节，为研究高压纳秒脉冲的前后沿时间对离体肿瘤细胞杀伤效果的影响提供了一个良好平台。此外，发生器采用了模块化设计，可以通过增加模块数量提高发生器的输出电压等级，同时提高前后沿的调节范围，因此改进之后还可以应用于等离子体放电、水处理等其他应用领域。
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Design of Modular High-Voltage Nanosecond Pulse Generator with Adjustable Rise/Fall Time Based on Modular Multilevel Converter Topologies
Abstract In order to study the influence of the rise/fall time of high-voltage nanosecond pulses on in vitro tumor cell killing effect, a high-voltage nanosecond pulse generator with adjustable rise/fall time is required. A novel generator topology based on half-bridge modular multilevel converter (HB-MMC) is proposed. Several HB-MMC submodules are connected in series as two arms to generate unipolar/bipolar high voltage nanosecond pulses. MOSFETs are used as solid-state switches. By controlling the switching sequence of the MOSFETs, the rise/fall time of the pulse can be adjusted. In this paper, the proposed topology and its operating principle are introduced in detail and verified by PSpice simulation software. A 5-stage generator was implemented and tested. The test results show that the generator can output nanosecond pulses with adjustable amplitude of 0～±4kV, pulse width of 100～500ns and frequency of 0～5kHz. The rising time of the pulse can be smoothly adjusted in the range of 15～65ns, and the falling time of the pulse can be smoothly adjusted in the range of 30～100ns.
keywords：Adjustable rise/fall time, half-bridge modular multilevel converter （HB-MMC）, high voltage nanosecond pulses, switching sequence
中图分类号：TM832
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.181924
国家自然科学基金（51477022）和重庆市科委自然科学基金（cstc2016jcyjA0500）资助项目。
收稿日期 2018-12-15
改稿日期 2019-04-29
米 彦 男，1978年生，教授，博士生导师，研究方向为电气设备在线监测与故障诊断、高电压新技术等。E-mail: miyan@cqu.edu.cn（通信作者）
万 晖 男，1994年生，硕士研究生，研究方向为脉冲功率技术及其应用。E-mail: 389855437@qq.com
（编辑 崔文静）