0 引言
图 1所示的两级式 AC-DC变换器被广泛应用于服务器电源、数据中心供电系统、轨道交通辅助电源系统等应用场合[1]。前级功率因数校正（Power Factor Correction, PFC）变换器将交流输入变换成400V直流电压，然后经后级DC-DC变换器转换成12V等低压直流提供给各负载。
掉电保持是服务器电源等供电系统的一项特殊需求，其工作过程如图2所示，要求在交流输入电源断电后，DC-DC变换器仍能在数十ms到数百ms的时间内维持稳定的输出，这段时间称为掉电保持时间[1-2]。掉电保持时间通常定义为输入电源发生故障后，输出电压从额定值跌落到额定值的90%所持续的时间。由于掉电保持工作时间极短，对该时间内的效率不做要求，因此，在服务器电源等应用场合中，只关注稳态效率和掉电保持能力。在掉电保持时间内，DC-DC变换器由母线电容 Cb所储存的能量供电。为了提高电源模块的功率密度，应尽量减小母线电容，这就要求 DC-DC变换器能够在较宽的输入电压范围内具备电压调节能力，以维持稳定的输出电压。
图1 典型的两级式AC-DC变换器结构
Fig.1 Typical structure of two-stage AC-DC converter
图2 掉电保持模式的工作过程
Fig.2 Hold-up operation
LLC谐振变换器以其出色的软开关、高效率、高功率密度等特性而受到工业界青睐，被广泛应用于服务器电源系统等场合[3-7]。保持时间虽然很短，但要求 LLC谐振变换器能够在较宽的输入电压范围内工作。在设计时，LLC变换器需要根据最低输入电压来设计谐振参数，特别是变压器励磁电感。最低输入工作电压越小，需要的最高增益也就越高，而励磁电感的取值也越小，这会使正常工作状态下的无功环流大幅增加[8-10]。不仅磁心损耗和附加的环流损耗大幅增加，而且开关管的关断损耗也会增加，变换器稳态工作点的效率也将大幅下降。
难以同时兼顾稳态工作点效率和暂态升压能力是LLC谐振变换器的设计难点之一，为此，国内外学者提出了一系列解决方案。有学者提出将全桥整流电路中的二极管用开关管代替，并通过移相控制来获取升压调节能力[11-13]。该方法能够有效提高变换器的电压增益调节范围，但是全桥整流电路不适合低压大电流应用场合。文献[14-15]采用不对称控制方案，通过调节一次侧开关管的占空比拓宽增益范围，但会在变压器中引入直流偏磁，增加变压器的体积、重量和损耗。文献[16]通过动态改变变压器匝比来提高电压增益，但同时也增加了变压器绕制的难度，尤其在低压大电流应用场合。此外，辅助绕组也增加了变压器的体积和重量。文献[17-18]在变换器一次侧引入辅助开关网络，并利用辅助网络实现升压调节，该方法将导致谐振腔工作在不对称状态，电感和变压器都存在直流偏磁，变压器漏感还会导致辅助开关存在较高电压应力。文献[19]在变压器两端并联一个串联 LC支路，以减小低频等效励磁电感，从而拓宽电路增益范围，但是增加的LC支路会引入额外的损耗。
本文针对服务器电源系统等低压大电流应用场合，在传统全波整流LLC变换器的基础上，提出一种能够同时兼顾稳态工作点效率和暂态升压能力的改进型LLC谐振变换器。通过在整流电路中引入辅助开关网络，使变换器获得了额外的升压能力。变换器能够始终工作在谐振频率点附近，在设计变压器的励磁电感时无需考虑升压调节的需求，有效地提升了变换器在额定输入电压下的稳态工作效率。
1 基本工作原理
本文在传统全波整流 LLC谐振变换器的基础上，引入由开关管 Sa和二极管 VDa1、VDa2构成的辅助开关网络，构成如图3所示的一种改进型LLC变换器。当变换器工作在额定输入电压附近时，开关管Sa始终保持关闭，采用变频控制策略，维持输出电压稳定。而当交流输入电源断开后，开关管Sa开始工作，采用脉宽调制（Pulse Width Modulation,PWM）策略，变换器工作特性类似于Boost变换器，能够提供较高的电压增益。
图3 带掉电保持功能的半桥LLC
Fig.3 Proposed HB LLC for hold-up operation
1.1 稳态工作特性
当输入电压在额定工作点附近时，辅助开关管Sa始终保持关闭，其等效电路如图4所示。变换器始终工作在谐振频率点附近，工作特性和传统LLC谐振变换器相同，其增益大小为
式中，n为变压器匝比；kL为励磁电感Lm与谐振电感 Lr的比值；fn为标幺化的开关频率，fn=fs/fr，fs为开关频率，fr为谐振频率；Q为谐振腔品质因数，表达式为
式中，Po为输出功率，
为输出电阻。
图4 稳态工作时等效电路
Fig.4 Equivalent circuit in normal operation
1.2 掉电保持区域工作原理
当交流输入电源发生跌落后，由母线电容 Cb给负载提供能量，母线电容电压 Uin逐渐减小，变换器进入掉电保持工作模式。在该模式下，开关频率始终为谐振频率fr，一次侧MOSFET采用50%占空比的互补驱动，辅助开关管Sa采用PWM策略，调节其占空比D，维持输出电压稳定。当Sa开通时，变压器二次侧短路，谐振电流迅速增大；而Sa关断时，谐振腔给负载提供能量，变换器工作状态与Boost电路类似。图5为掉电保持模式下的典型工作波形，整个开关周期共有8个工作模态，正负半周期对称，半周期内的各工作模态等效电路如图6所示。
开关模态1[t0, t1]：t0时刻之前，S2处于开通状态，谐振电感 Lr、励磁电感 Lm和谐振电容 Cr三者一起谐振。因为变压器的二次电流为 0，所以同步整流管S3和S4处于关断状态。在t0时刻，S2关断，Sa开通，谐振电流 iLr给开关管 S1寄生电容放电的同时，给S2寄生电容充电。由于变压器T的二次侧短路，励磁电流iLm保持不变。
图5 掉电保持模式的典型工作波形
Fig.5 Key waveforms during hold-up time
图6 半周期内各工作模态等效电路
Fig.6 Equivalent circuits of each stage during half switching period
开关模态2[t1, t2]：在t1时刻，S1开通，Sa处于导通状态，S3和S4还处于关断状态。变压器T的二次侧仍被 Sa短路，励磁电流 iLm保持不变。谐振腔从输入源Uin吸入能量，谐振电流iLr迅速上升。直到t2时刻，Sa关断，该模态结束。
开关模态3[t2, t3]：在t2时刻，Sa关断，变压器二次电流从 Sa切换到开关管 S3的体二极管，此时开通S3，可以实现同步整流功能。谐振腔和输入源一起向负载提供能量。励磁电感Lm被输出折射电压nUo钳位，励磁电流iLm线性上升。直到t3时刻，谐振电流 iLr和励磁电流 iLm相等，变压器二次电流为0，同步整流管S3关断，该模态结束。
开关模态4[t3, t4]：在t3时刻，变压器二次电流为0，同步整流管S3关断，励磁电感Lm不再被输出折射电压钳位，和Lr、Cr一起谐振。该模态一直持续到t4时刻，S1关断。
接下来的半个开关周期，由谐振电容Cr向负载提供能量，工作过程与模态 1～4对称，这里不再赘述。
2 特性分析与参数设计
2.1 增益特性
根据图5掉电保持时间内的工作波形可知，变换器在模态1和模态2阶段向谐振腔存储能量，而在模态3阶段由谐振腔向负载提供能量。工作过程和Boost电路原理类似，可以通过调节模态2的作用时间，实现输出电压的调节，提高电路的增益。
本文采用时域分析法对电路特性进行分析，推导变换器输出电压增益。为了简化分析，本文做出如下假设：①励磁电感足够大，励磁电流 iLm近似为 0，可以忽略不计；②所有元器件均为理想元器件，忽略一次侧开关管结电容充放电时间；③忽略死区时间影响。
因此，在 t0时刻，励磁电流 iLm和谐振电流 iLr的初始值近似为零。根据基尔霍夫定律，在模态 1和模态 2时间内，谐振电容电压 uCr和谐振电流 iLr可以表示为
在模态3阶段，iLr和uCr可以表示为
根据假设条件，励磁电流可以忽略不计，因此有
同时考虑到电路在t4和t0时刻的对称性，有
根据能量守恒定律，在[t4, t8]半个周期内，励磁电感和谐振感存储能量不变，输出功率完全由谐振电容Cr提供，即
把式（8）以及uCr(t8)=uCr(t0)代入式（9），得到电容电压uCr的初值为
联立式（3）～式（8）及式（10），可得掉电保持时间内，变换器的增益表达式为
式中，D为开关管Sa的占空比，
从式（11）可以看出，变换器的增益仅和占空比D、品质因数Q有关，而与励磁电感无关。因此，在设计励磁电感大小时，无需考虑变换器的升压能力。变换器的增益曲线如图7所示，从图中可以看出，理论计算结果和仿真结果误差较小。
图7 电压增益曲线
Fig.7 Curves of voltage gain
2.2 参数设计
在服务器电源等有掉电保持需求的应用场合中，只需要关注变换器在额定点的工作效率。因此，为了提高额定点的效率，把谐振频率点设计在额定输入电压点，使变换器始终工作在谐振频率点附近，电压增益近似为1，选取变压器匝比为
式中，Uin_norm为额定输入电压。
由于在掉电保持时间内的增益与励磁电感无关，在设计励磁电感时，只需要保证在正常工作模式下，开关管S1和S2都可以实现零电压开通（Zero Voltage Switching, ZVS），而无需考虑掉电保持区域的工作范围。因此，励磁电感只需要设计为
式中，Coss为一次侧开关管寄生电容；Cstray为半桥网络中点对地寄生电容；Td为死区时间。
设计谐振电感Lr和谐振电容Cr参数时，除了考虑谐振频率 fr外，还需要防止在最低输入电压、满载输出条件下电路进入“容性”工作区域，需要保证模态4和模态8结束前，变压器不会被输出电压钳位，即谐振电容电压初值应始终满足
因此，最大品质因数应满足
3 实验结果
为了验证变换器的性能，搭建一台 12V/300W输出的样机，同时也搭建了一台传统LLC样机作为对比，样机参数见表1。传统LLC变换器由于工作范围较宽，为了达到较大的增益范围，电感比值kL取值较小。而所提的改进型LLC变换器只需要保证额定工作点附近能够实现软开关，因此电感比值kL较大。从表1也可以看出，本文所提改进型LLC变换器励磁电感大小为320μH，明显比传统LLC的励磁电感大。
图8和图9分别为所提变换器在400V输入时40%负载和满载稳态的软开关波形，而传统LLC满载输出的软开关波形如图10所示。可以看出，两者都能实现一次侧开关管零电压开通。但是对比两者满载的实验波形，可以看出，所提变换器励磁电流和谐振电流有效值都比传统LLC变换器小，验证了理论分析。
表1 样机参数
Tab.1 Parameters of prototype
参 数 传统LLC 所提变换器输入电压Uin_min～Uin_norm/V 250～400输出电压Uo/V 12输出功率Po/W 300掉电保持时间tholdup/ms 20开关频率fs/kHz 120～200 200励磁电感值 Lm/μH 200 320变压器匝比 np∶ns 17∶1变压器磁心 PQ3230-PC95谐振电感值 Lr/μH 42谐振电感磁心 EE25-PC40谐振电容值Cr/nF 15开关管S1, S2 IPW05R399CP同步整流管S3, S4 IPP015N04G辅助开关管Sa IPP015N04G
图8 所提变换器12V/10A输出时的软开关波形
Fig.8 ZVS waveforms of proposed converter under 12V/10A load
图9 所提变换器12V/25A输出时的软开关波形
Fig.9 ZVS waveforms of proposed converter under 12V/25A load
图10 传统LLC 12V/25A输出时的软开关波形
Fig.10 ZVS waveforms of conventional LLC converter under 12V/25A load
图11 给出了变换器的效率对比曲线，所提变换器在60%负载时，达到峰值效率96.72%；满载输出时，效率为96.13%，比传统LLC高出0.56%，提升较为明显。轻载时，传统LLC由于励磁电流较大，导通损耗所占比重明显偏高，其效率会明显低于本文所提的改进型LLC变换器。文献[18]中的变换器由于采用独立的励磁电感，增加了额外的磁心损耗，因此效率也比本文所用方法低，尤其在轻载条件下比较明显，但本文所提出的变换器额外引入了辅助开关电路。
图11 效率对比曲线
Fig.11 Comparison of efficiency
所提变换器在掉电保持时间内的工作波形如图12所示。当输入电压在额定工作点400V附近时，变换器始终工作在谐振频率点附近；交流输入电源发生故障后，母线电压开始跌落，首先采用变频控制维持输出电压稳定；当母线电压跌落到370V时，变频控制无法维持输出电压稳定，Sa开始工作，采用 PWM控制，进入掉电保持模式，直到无法维持输出电压稳定，不能给负载提供足够的功率，此时输入电压为240V。掉电保持时间约23ms，满足20ms的设计指标。输入300V、240V满载输出时的波形细节分别如图13和图14所示。当Sa开通时，谐振电流iLr迅速上升，输入电源向谐振腔存储能量；当Sa关断之后，谐振腔向负载释放能量，谐振电流迅速减小，工作过程与理论分析一致。
图12 满载输出时掉电保持动态波形
Fig.12 Full-load waveforms for hold-up operation
图13 300V输入12V/25A满载输出波形
Fig.13 Waveforms under 300V input and 12V/25A full-load output
图14 240V输入12V/25A满载输出波形
Fig.14 Waveforms under 240V input and 12V/25A full-load output
4 结论
针对服务器电源等有掉电保持需求的低压大电流应用场合，本文在半桥LLC电路基础上，通过在全波整流电路中引入辅助开关网络，得到一种改进型LLC变换器。对掉电保持时间内的工作原理进行详细的分析，并给出了变换器参数设计的条件。引入的辅助开关网络仅在掉电保持时间内工作，有效地拓宽了变换器的增益范围，满足掉电保持时间需求。相比于传统LLC变换器，本文所得到的变换器励磁电感的设计无需考虑变换器增益范围，可以明显提高稳态工作效率。最后通过实验验证了所提拓扑能够同时兼顾稳态效率和暂态升压能力。
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