电声电型非电气接触式全桥模块门极隔离电源研究

近年来，在高压大功率变换中，多电平换流器技术尤其是模块化多电平换流器技术发展迅速[1-3]。模块化多电平换流器由多个全桥模块组成，不仅可以显著降低开关应力，而且可以降低输出电压的谐波含有率。但是，对于多电平换流器来说，由于所有的门极驱动电路都由同一电源供电，加在开关器件上的电压最高可达母线电压，故为每个全桥模块门极驱动电路供电的电源与驱动电路之间要有很强的隔离和绝缘。

通常，主要采用干式绕线型变压器为全桥模块门极驱动和驱动电源提供隔离和绝缘。这种方式的不足之处在于变压器中有磁心，因此会受周围电磁环境的影响[4]。一些学者采用无磁心高频磁感应式非接触电能传输技术（Inductively Contactless Power Transfer, ICPT）[5-8]设计了门极驱动电路隔离电源。在ICPT技术中，电能从发射线圈传递到接收线圈，整流滤波后给门极驱动电路供电。发射线圈和接收线圈之间是空气，因此在避免使用磁心的同时保障了隔离和绝缘。在文献[9]提出的采用 ICPT技术的驱动电路隔离电源中，发射线圈和接收线圈的距离为25mm。根据国际电工委员会（International Electro technical Commission, IEC）的标准，25mm的空气间隙绝缘强度可达7.6kV。文献[10]采用更大距离的发射线圈和接收线圈来保证更高强度的隔离和绝缘。在文献[11]中，一个发射线圈正对 6个接收线圈，做到了采用 ICPT技术同时为6个不同全桥模块的驱动电路供电。但是，ICPT技术主要依靠电磁场传输能量，在模块化多电平换流器中，存在大量开关器件和电气元件，电磁环境十分复杂，这会影响使用 ICPT技术为门极驱动电路进行供电的电磁安全性。

超声波式非接触电能传输技术（Ultrasonic Contactless Power Transfer, UCPT）又称电声电型非电气接触电能传输技术，是一种新兴的非接触电能传输技术[12-17]。UCPT系统的基本组成如图1所示，在发射侧，发射换能器将高频电源发出的电能经补偿后转换为超声波能量；在接收侧，接收换能器将从介质传递过来的超声波能量重新转换为电能并经能量转换电路转换后给负载使用。此处所讲的“非接触”不是指没有任何物理接触，而是指“非电气接触”。

UCPT技术主要依靠超声波来进行能量传输。超声波是一种机械波而不是电磁波，不会受到周围电磁环境的影响；超声波的频率远超周围环境的振动频率，不会受到周围机械振动的影响。对于本文来说，多电平换流器的各全桥模块电磁环境十分复杂，而UCPT技术可以在保证绝缘和隔离强度的前提下为驱动电路安全可靠地提供所需电能。

基于超声波式非接触电能传输技术，本文针对电声电型非电气接触式全桥模块门极隔离电源（以下简称“电声电型隔离电源”）进行了研究。首先对电声电型隔离电源的整体结构和工作原理进行介绍，接下来分别介绍每一部分的选择方案和理由。介绍了郎之万型换能器的等效电路，采用COMSOL软件进行仿真并观察谐振频率下的换能器工作状态，给出压电换能器的最简等效电路。为了使UCPT系统的输入电压降低和输出电压稳定，分别在发射侧和接收侧设计补偿电路，进行详细的分析并搭建实验平台对所提出的补偿方案进行验证。对 UCPT技术与 ICPT技术进行了抗电磁干扰能力的对比。实验结果证明，本文所设计的电声电型隔离电源具有更好的抗电磁干扰能力。最后，实验证明本文设计的电声电型隔离电源可以正常地为门极驱动电路供电，是一种有前景的门极驱动电路隔离电源方案，适用于电磁环境复杂的各种门极驱动场合。

1 电声电型隔离电源的组成和工作原理

本文提出的电声电型隔离电源结构如图 2所示，主要包括发射侧整流电路、发射侧高频逆变电路、发射侧补偿电路、发射换能器、亚克力棒传输介质、接收换能器、接收侧补偿电路、接收侧整流滤波电路以及作为负载的门极驱动电路。

对于发射侧电路来说，三相市电经过调压器调压后由发射侧整流滤波变为直流。S1～S4为全桥逆变开关管，将该直流逆变为高频交流方波输出。Lm1和 Cm1为发射侧补偿电路，一方面可以补偿电源的无功功率，另一方面起到阻抗变换的作用。补偿后的电压送入发射换能器。

在发射侧，根据逆压电效应，发射换能器将接收到的电能转变为超声波能量，并通过传输介质传递到接收侧。在接收侧，根据压电效应，接收换能器将接收到的超声波能量重新转换为电能。这样，能量就实现了由电能转换为超声波能量并再次转换为电能，传输介质的存在保证了发射侧和接收侧之间有足够的隔离和绝缘强度。

对于接收侧电路来说，Lm2和Cm2为接收侧补偿电路，可以使UCPT系统输出稳定的电压。接收侧整流滤波电路将补偿后的电压经整流滤波后作为门极驱动电路的电源，为全桥模块驱动电路中的芯片和其他元件供电。

全桥逆变模块由4个MOSFET组成。DSP产生的驱动信号经驱动电路后驱动MOSFET工作，把直流电源产生的直流逆变成高频的方波输出。在本文中，全桥模块的负载为一个纯电阻。

本文研究的重点有三部分：发射换能器和接收换能器、传输介质、发射侧和接收侧补偿电路。接下来分别对这三部分进行介绍。

2 电声电型隔离电源的设计

2.1 电声与声电换能器设计

换能器是本文研究电声电型隔离电源的重要组成部分，本文选择两个相同的压电换能器进行能量转换。一方面，当在压电换能器两侧施加电压时，根据逆压电效应，压电换能器可以将其转化为振动即超声波；另一方面，当有振动施加在压电换能器上时，根据压电效应，压电换能器可以将其转化为电压输出。压电换能器多种多样，其中压电片是最简单的压电换能器，而本文所选择的压电换能器为郎之万型压电换能器，这种换能器尤其适合大功率传输。郎之万换能器的实物如图3所示。它主要由前盖板、压电环、铜片电极、后盖板和螺栓组成，组装前的部件如图4所示。

一般来说，后盖板的材料是钢，钢的密度较大，能减少能量扩散，尽可能阻止超声波传递到空气中，从而使由电能所转化得到的超声波能量尽可能多地传递到介质中。

前盖板的材料是铝，铝的声速较大而铝的密度较低，这样，前后盖板的声速比大大提高，从而有利于能量尽可能地向前传播到介质中。

此外，前盖板和后盖板还起到频率调整的作用，二者可以极大地降低压电环的谐振频率。不加前后盖板情况下，换能器的谐振频率可达兆赫兹，这不利于高频发射电源的制作；当前后盖板存在时，压电换能器的谐振频率降低至几十千赫兹，高频发射电源的开关管压力大大减小。

两个压电环是郎之万型换能器的核心器件。压电环的材料有很多，例如 PZT-4、PZT-5、PZT-8等。和其他类型的压电环相比，PZT-4具有更高的介电常数、压电常数和机电耦合系数，同时具有更小的机械损耗和介电损耗，这使得 PZT-4在高电压、大幅值振动中更有利。因此，本文选择PZT-4作为郎之万型压电换能器的压电环。

铜片电极一方面可以给两个压电环施加电压使压电片振动，另一方面可以将压电环因振动产生的电压引出。螺栓将所有的元件串联起来压紧并给予一个预应力，这个预应力不仅保证了振动可以更有效地传递，而且避免了压电环因大幅振动而破裂。

2.2 换能器等效电路

虽然本文在发射侧和接收侧选择了相同的压电换能器，但是在系统工作时二者作用并不同。发射换能器的作用是，利用压电片的逆压电效应，将电能转化为超声波能量；接收换能器的作用是，利用压电效应，将超声波能量转化为电能。因此，发射换能器和接收换能器等效电路[18]不同，如图5所示。

发射换能器和接收换能器的等效电路都可以视为电气部分和机械部分通过一个电压比为1∶n的理想变压器进行耦合。在电气部分，u是端口电压，Cp是压电材料的等效电容，也称为钳定电容；Rp是压电材料的漏电阻，通常足够大，因此可以忽略。在机械部分，L代表换能器的质量，C代表力顺，R代表机械损耗，F是施加在振动端面的力。

根据机电等效和阻抗变换，图5中的等效电路可以被简化为图6。

在发射侧，L1、C1、和R1的关系为

在图6a中，Rt是等效阻抗，表示的是发射超声波的功率，可以由图5中的F和v计算。在接收侧，L2、C2和 R2的关系为

当有力施加在压电环端面时，压电环便可产生电压Ur，其值为

式中，v为振动速度；M为反映介质损耗的衰减系数。

2.3 传输介质设计

超声波可以在各种介质中传播，例如金属、空气、亚克力、液体等。对于本文提出的电声电型隔离电源来说，介质选择有两个要求，一是需要传递足够的能量以保证驱动电路可以正常工作，二是保证足够的绝缘和隔离。

声阻抗是影响超声波能量传输的重要因素。当超声波从一种介质传递到另一种介质时，若两种介质声阻抗相近，则超声波在耦合处的波反射大大减小，能量可以更高效地传输。

声阻抗与传输介质的密度和声音在传输介质中的声速有关，有

式中，ρ为材料的密度；c为声音在该材料中传播的速度。

常见材料的声阻抗见表 1[19]。其中，前盖板铝的声阻抗约为 17MRayl，后盖板钢的声阻抗约为42MRayl。事实上，由于金属的密度和声速都比较高，故金属的声阻抗都是同一数量级，数值在十几至几十MRayl，因此超声波更适合在金属中传播。但是，金属不能保证驱动电路与供电电源之间的隔离和绝缘，故不适合本文研究的隔离电源。另外，由于空气的声阻抗只有0.000 4MRayl，无论是前盖板还是压电环声阻抗均与之差距过大，若用空气作为传输介质，则只有极少能量可以传递，故空气亦不适合本文研究的隔离电源。

与金属和空气相比，亚克力棒是个不错的选择。亚克力的声阻抗约为3.5MRayl，虽然比金属略小，但是和铝在同一数量级上，远大于空气。在压电换能器中，压电片的声阻抗约为29MRayl，故压电片与铝板的声阻抗之差和铝板与亚克力棒的声阻抗之差相近。因此，亚克力作为介质可以保证将压电换能器产生的振动从发射侧有效地传递到接收侧。

从绝缘强度来说，亚克力棒也是一个很好的选择。亚克力的绝缘强度可达20～30kV/mm，这有效地保证了驱动电路和电源之间的绝缘和隔离。

因此，从声阻抗和绝缘性能来看，选择亚克力棒作为传输介质既能保证能量的有效传输，又能保证足够高的绝缘强度。基于此，本文选择长度为50mm的亚克力棒作为传输介质。

2.4 频率设计

为了获得最大的振动幅度和传输效率，选择合适的频率十分重要。具体来说，就是让发射换能器和接收换能器工作在它们共有的谐振频率，这个谐振频率是由换能器本身决定的。

对于发射换能器来说，当换能器工作在谐振状态时，压电材料的振动幅值最大，压电换能器所能传输的功率也最大。对于接收换能器来说，当换能器工作在谐振状态时，可以最大限度地将接收到的能量转化为电能。

使用 COMSOL软件对压电换能器在频域内进行仿真，频率从25kHz变化到50kHz，分别在压电换能器前盖板和后盖板上取一点观察其在对应频率下的最大位移，仿真结果如图7所示。从图7中可知，前盖板和后盖板两个点的变化趋势一致，且在谐振频率处两点的位移达到最大，此时压电换能器的振幅最大。

使用 COMSOL软件对压电换能器仿真，仿真频率为谐振频率，仿真时间为50个周期，任取一个时间点观察压电换能器的振型，如图8所示。在施加电压的情况下，压电环可以将电能转换为超声波能量，进而使前后两个端面不断振动。后盖面与空气直接接触，由于后盖面的声阻抗与空气的声阻抗差距过大，因此几乎没有能量传输到空气中。前端面与亚克力介质直接接触，由于前端面的声阻抗与传输介质相近，因此发射换能器将超声波能量通过亚克力介质棒将振动有效地传递到接收侧。

从等效电路的角度来看，当工作在谐振状态时，图 6中发射换能器的等效电感 L1和等效电容 C1以及接收换能器的等效电感 L2和等效电容 C2发生串联谐振。此时，谐振频率和它们的关系为

式中，f1为发射换能器的谐振频率；f2为接收换能器的谐振频率。为了使能量尽可能多地传递，选用两个完全相同的换能器，那么f1=f2。

当换能器的等效电容、等效电感发生串联谐振时，可以视作短路。于是，可以分别得到发射换能器和接收换能器的最简等效电路，如图9所示。此处， sR为发射换能器的最终等效阻抗， 2R为接收换能器等效电压源的内阻。

2.5 补偿电路设计

2.5.1 发射侧补偿电路设计

由图9a可知，发射换能器工作在谐振频率时，可以视作一个电容和一个电阻的并联。这意味着，当UCPT系统工作在谐振频率时，发射换能器是一个容性负载，无功功率会加重电源的负担。因此，本文在发射换能器之前增加了一个补偿电路。发射侧所连接的补偿电路主要有两个作用，一是补偿发射电源无功功率以减轻电源的负担；二是进行阻抗变换。

补偿电路已在图2中展现，考虑发射换能器最简等效电路，补偿后的发射侧等效电路如图10所示。Lm1和Cm1分别为发射侧补偿电容和补偿电感。

发射侧补偿电路的第一个目的是消除发射侧无功功率。

补偿后的发射侧输入阻抗为

式中，0ω为系统工作时的角频率。

令式（6）中输入阻抗的虚部为0，可以得到补偿电感的值为

于是，输入阻抗变为

此时，输入阻抗为纯阻性，电源的无功功率得到了补偿。

由式（3）可知，接收换能器接收到的电压与发射换能器产生的振动和振动在亚克力棒中的衰减有关。一般来说，门极驱动电路所需的电源电压为一个确定值（一般为5V或者15V），且在工作时门极驱动电路的等效阻抗不变。那么，对于特定的门极驱动电路来说，本文研究的电声电型隔离电源的输出电压和输出功率均为定值，则对应的发射侧功率也为一个定值。

发射侧补偿电路的第二个目的是进行阻抗变换。具体来说，就是在维持发射功率不变的情况下，通过补偿电路实现阻抗变换，进而降低发射换能器的输入电压。

发射侧按式（7）进行补偿后阻抗为纯阻性。此时，发射侧功率 Ps和加在发射换能器上的电压 Us关系为

因此，加在换能器上的电压为

从式（10）可知，在发射侧功率不变的情况下，减小发射侧输入阻抗可以降低发射侧输入电压。欲使发射侧输入电压由 Us降低为Us1，只需把式（10）代入式（8），就可以得到补偿电容Cm1为

因此，只要合理地选择补偿电感 Lm1和补偿电容Cm1就可实现发射侧无功补偿和输入电压降低。

2.5.2 接收侧补偿电路设计

由于驱动电路在工作时所需的电压和功率是一个定值，因此在接收侧补偿的目的不是为了获得更大的功率，而是为了获得一个稳定的电压。从图 2可知，整流桥和门极驱动电路可以视为一个电阻RL。因此，系统的输出阻抗应为阻性且越小越好，这样输出电压才越稳定。

在接收侧进行阻抗补偿的目的也有两个：阻抗变换和输出稳定电压。

接收换能器的最简等效电路如图9b所示。现在考虑两种情况：换能器的自身漏电阻与负载阻抗满足 R2≪RL和不满足 R2≪RL。

当换能器漏电阻R2≪RL时，只需并联一个电感即可同时实现阻抗变换和输出稳压，如图11所示。

此时，补偿电感Lm2的值为

于是，接收侧等效电容 Cp2和补偿电感 Lm2发生并联谐振，可以视为断路。同时，由于R2≪RL，忽略R2，接收侧阻抗为

此时，图11中的等效电路可以视为一个电压源和负载的串联。这样，接收侧就同时实现了阻抗变换和稳压输出。

当R2≪RL条件不满足时，需同时连入一个电容和一个电感以进行阻抗变换。所连入的电容和电感不仅可以保证输出阻抗为阻性，而且可以保证Zo≪RL，进而实现恒压输出，如图12所示。Lm2和Cm2分别为补偿电感和补偿电容。

根据戴维南等效，令电压源Ur=0，此处可以计算输出阻抗Zo为

当输出阻抗虚部为0时，输出阻抗为纯阻性，补偿电感的值为

此时，输出阻抗Zo为

这样，接收侧补偿电路就实现了阻抗变换。欲使输出电压稳定，只要保证Zo≪RL即可。从式（16）可知，只要合理地改变补偿电容 Cp2的值，就可改变输出阻抗Zo的值。但是，如果输出阻抗太小，一方面会使补偿电容值增大，另一方面可能会使输出电压下降。工程中，一般取Zo=0.1RL。此时，根据式（16）可以计算补偿电容Cm2的值为

因此，只要合理地选择补偿电感 Lm2和补偿电容Cm2就可实现接收侧阻抗变换和恒压输出。

3 实验研究

多电平换流器由多个全桥模块组成，为了便于实验和分析，本文针对一个全桥模块进行研究。根据前述理论分析搭建电声电型隔离电源实验平台，如图13所示。在电声电型隔离电源中，输入的方波频率为39.04kHz，是发射换能器和接收换能器的谐振工作频率。输入的方波经发射侧补偿电路后驱动换能器工作，接收换能器将接收到的超声波能量经补偿、整流滤波后为全桥模块门极驱动电路供电。结合实际情况，本文提出的电声电型隔离电源设计目标为：输入电压26.5V，工作频率 39.04kHz，输出电压15V。

由长度为50mm的亚克力棒连接的发射换能器和接收换能器如图14所示。

3.1 发射侧补偿电路实验

为了计算发射侧补偿电容和补偿电感，在发射侧换能器施加正弦电压，从示波器读取的发射侧电压和电流如图15所示。

当输出电压为驱动门极电路所需的15V电压时，输入电压的有效值为33.38V，输入电流的有效值为257.3mA，二者的相位差为 18°。于是，可以计算得到发射侧的输入阻抗为

此时，可以得到补偿前的输入功率为

令式（18）和式（6）实部、虚部分别相等，可以计算得到图 9a发射侧最简等效电路中的电感 Rs=136.36Ω 以及电容 Cp=9.7nF。

为了将输入电压减小至26.5V而输出电压和功率不变，根据式（7）、式（8）和式（11）可以计算得到所需的补偿电容 Cm1=12.2nF以及补偿电感Lm1=231.7μH。按计算值选择电容和电感连入电路，实验结果如图16所示。此时，输入电压的有效值为26.49V，输入电流的有效值为307.7mA，二者几乎同相。此时，发射侧的输入功率为

根据实验结果，本文所提出的补偿电路有效降低了输入电压，补偿了无功功率，而输出电压和输出功率几乎不变，这就保证了驱动电路在电声电型隔离电源输入较低电压时就可正常工作。

3.2 接收侧补偿电路实验

对于接收侧来说，图 11中的电压 rU˙和电流 rI˙都在接收换能器内部，很难通过测量获得，故也难以计算图9b接收侧最简等效电路中的R2和Cp2。但是，从另一方面来考虑，本文在设计时，发射侧和接收侧选择了两个相同的压电换能器，二者应有相同的参数，因此可以认为R2=136.36Ω，Cp2=9.7nF。

在接收侧进行补偿的目的是使UCPT系统可以输出一个稳定的电压。通常，驱动电路的等效电阻约为几百欧姆，此时不满足 R2≪RL，因此需选择R2≪RL不满足时的补偿方法。

在本文中，为了使输出阻抗尽可能小，将输出阻抗设置为20Ω，那么根据式（15）和式（17）可以分别计算得到补偿电感Lm2=197μH以及补偿电容Cm2=63.5nF。

按计算值选择电容和电感连入电路，使接收侧负载从 50Ω 变化到 600Ω，补偿前后的输出电压分别如图17所示，其中Uo1是补偿前的输出电压，Uo2是补偿后的输出电压。从图17中可知，在接收侧负载从200Ω 变化到600Ω 的过程中，补偿前输出电压从17.75V变化到23.14V，变化率为30.36%；补偿后接收侧输出电压从 14.75V变化到 15.22V，变化率为3.06%。

由于本文人为设置接收侧输出阻抗为20Ω，由电路理论可知，在负载较小时，输出阻抗与负载接近，输出电压有所波动，但是在负载增大后，输出电压就趋于平稳。因此，本文的接收侧阻抗补偿措施可以使接收侧输出电压稳定于15V，这尤其适合为门极驱动电路供电。

3.3 与ICPT技术抗电磁干扰能力对比

如引言中所述，一些研究人员使用 ICPT技术为门极驱动电路供电。在 ICPT技术中，能量传递主要依靠发射线圈和接收线圈，传输介质是空气，所以可以保证隔离和绝缘。但是 ICPT技术抵抗电磁干扰的能力较差，它的耦合线圈就像天线一样，对电磁干扰非常敏感。因此，在为电磁环境复杂的多电平换流器模块供电时，UCPT技术具有明显优势。

搭建ICPT技术的实验平台，如图18所示。发射线圈电感为81μH，接收线圈电感为83μH，发射线圈和接收线圈的直径均为20cm，距离为5cm，互感为18.75μH。工作频率为70kHz，负载电阻为200Ω，调节输入电压，使负载上的输出电压为15V。

为了对比 UCPT技术和 ICPT技术的抗电磁干扰能力，分别对其施加静态干扰和动态干扰。静态干扰选择锌锰铁氧体磁棒、铷铁硼永磁铁两种铁磁物质，动态干扰选择通入高频交流电的电磁干扰线圈，让它们分别靠近耦合装置。锌锰铁氧体磁棒长为20cm，直径为1cm，与发射线圈直径平行；铷铁硼永磁铁圆片直径为 5cm、厚度为 0.5cm，与发射线圈圆心重合；分别使二者从左侧靠近发射线圈，记录输出电压。电磁干扰线圈为圆形平面线圈，直径为10cm，材料与发射线圈和接收线圈相同，所通入电流的大小和频率均与图18中正弦输入相同，使其与发射线圈圆心重合，从左侧靠近发射线圈，记录输出电压。分别使上述干扰以相同方式靠近UCPT系统发射换能器，记录输出电压Uo，计算电压变化率D。实验结果如图19所示。

当干扰物质与耦合机构的距离（以下用X表示）逐渐减小时，ICPT技术中接收侧Uo出现明显变化。使锌锰铁氧体磁棒靠近发射线圈，当X=10cm时，Uo=14.86V；X=1cm时，Uo=3.67V，D=75.5%。使铷铁硼永磁铁圆片靠近发射线圈，接收侧输出电压在X较大时下降缓慢，当X=10cm时，Uo=14.92V；X=6cm 时，Uo=13.95V，D=7%；在X较小时下降较快，当X=1cm 时，Uo=9.89V，D=34%。使电磁干扰线圈靠近发射线圈，随着X的增大，输出电压先增大后减小。当X=10cm时，Uo=15.84V；X=5cm时，Uo=19.25V，D=28.3%；X=1cm时，Uo=12.67V，D=15.5%。在UCPT系统中，三种干扰物质靠近发射换能器时，输出电压无任何改变。

该实验证明，与 ICPT技术相比，无论是静态电磁干扰还是动态电磁干扰，UCPT技术均具有更强的抗电磁干扰能力。因此，采用UCPT技术为门极驱动电路供电在电磁环境复杂的多电平换流器模块中更合适。

3.4 为门极驱动电路供电实验

根据图13所搭建的实验平台，结合前述阻抗补偿实验，将前述实验所得到的补偿电容和补偿电感连入电路对主电路进行实验。

本文提出的电声电型隔离电源所驱动的全桥模块如图20所示。在该全桥模块中，PWM驱动信号由 DSP产生，频率为 60kHz。驱动信号经 6N137光耦和 IR2110驱动芯片放大后驱动 IRF460 MOSFET开关管，将主电路直流输入逆变为高频方波输出。其中，该全桥模块的门极驱动电路中驱动芯片IR2110和光耦芯片6N137所需的供电电压为15V，由本文设计的电声电型隔离电源提供。

DSP产生的PWM驱动信号、MOSFET管G-S极之间的电压波形和电声电型隔离电源的输出电压如图21所示。隔离电源的15V输出电压为驱动芯片IR2110和光耦6N137供电，将DSP产生的PWM驱动信号放大后驱动MOSFET门极，控制MOSFET的开通关断，从而将主电路输入的直流逆变为高频的方波输出。全桥模块正常工作时的输出电压和输出电流如图22所示。在本实验中，全桥模块所驱动的负载为一个 250Ω 的电阻，逆变器的输出电压为100V，输出功率为40W。

本实验证明，本文提出的电声电型隔离电源可以为门极驱动电路中的芯片供电，使门极驱动电路工作，进而保证全桥模块将直流逆变成高频方波输出。本隔离电源的存在使驱动电路中驱动芯片的“地”与主电路的“地”隔离开来，保证了驱动芯片不受主电路的影响，也不受周围电磁环境的影响，从而可以在复杂的电磁环境下正常工作。

4 结论

基于超声波式非接触电能传输技术，本文提出了一种电声电型门极驱动隔离电源，包括发射换能器、亚克力棒传输介质、接收换能器、补偿电路、整流滤波电路等。理论分析和实验结果表明：

1）本文选择的郎之万型压电换能器和亚克力棒传输介质可以在保证隔离和绝缘的情况下有效地将能量从发射侧传递到接收侧。

2）发射侧补偿电路可以补偿电源的无功功率且能在保证接收侧输出电压不变的情况下降低输入电压。

3）接收侧补偿电路可以维持输出电压稳定。

4）UCPT技术比ICPT技术有更强的抗电磁干扰能力。

5）本文设计的电声电型隔离电源可以有效为门极驱动电路供电，是一种良好的传统变压器替代方案，适用于电磁环境复杂的各种门极驱动场合。

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