图1 T型开关电容模块及新型T拓扑电路
Fig.1 The proposed T-type switched capacitor module and topology
摘要 针对传统多电平逆变器扩展结构复杂、器件数量较多等问题，提出一种T型开关电容可扩展多电平逆变拓扑，通过T型双电容模块分压和逐级充电实现多电平输出。该逆变器可以保证前级分压电容的电压平衡，且后级开关电容逐级充电，使得逆变器模块化扩展之后器件的使用数量随着电平数按对数曲线增加，低于线性增加的传统拓扑。七电平逆变器在30V的直流输入下能输出峰值为45V的交流脉冲宽度调制（PWM）波电压，实现了1.5倍的电压增益。无需H桥即可实现逆变过程，降低了开关管总电压应力。该文分析了所提逆变器的拓扑结构、工作原理、调制策略和扩展比较，并通过实验验证了新型T拓扑电路的正确性与可行性。
关键词：逆变器 多电平 开关电容 逐级充电 扩展
在新能源中，太阳能发展潜力十分巨大，近些年对于太阳能的应用逐渐增多，光伏发电是其中的一个重要应用形式。由于光伏发电具有分布广泛、生产过程清洁、维护方便等优点，正越来越深入地应用到社会生产和生活中[1-3]。
随着光伏发电应用日益增多，对于发电系统中的逆变器的研究也越来越多。多电平逆变器因具有谐波含量低、电磁干扰小和输出电能质量高等优点被大量地进行研究和应用[4]。多电平逆变器的研究和发展始于20世纪中后期，基于H桥的级联型逆变器最早被提出。自二极管钳位型三电平逆变器1980年被提出之后，多电平逆变器的研究进入新的阶段。二极管钳位型、飞跨电容型和级联H桥型为三种传统的多电平逆变器，各种新型多电平逆变器拓扑也不断涌现[5-6]。三种传统逆变器因具有开关管电压应力低、开关频率低等特点被广泛应用[7-8]。但是二极管钳位型和飞跨电容型多电平逆变器存在电容电压不易平衡的问题，且飞跨电容型多电平逆变器需要复杂控制电路，级联H桥型多电平逆变器需要多个独立电源。另外，三种逆变器所需较多器件增大了逆变器体积，以上缺点一定程度上限制了它们的应用[9-10]。
为使逆变器小型化，降低电路控制复杂度，近年来，开关电容技术逐渐引入到多电平逆变器中。开关电容结构由电容、开关管和二极管组成，电容为主要的储能元件，通过开关管控制电容的充放电状态实现电能的转换与传输[11]。开关电容逆变器因体积小、功率密度大等优点得到迅速发展。文献[12]提出了一种开关电容多电平逆变器，该逆变器相比于H桥级联型逆变器减少了独立电源个数，但所需开关管的数量较多。文献[13-15]分别提出了不同形式的开关电容逆变器，在一定程度上减少了开关管的数量。然而，需要用H桥来实现逆变过程，开关管总电压应力（Total Standing Voltage, TSV）较大，且文献[14]所提逆变器不具备带感性负载能力。文献[16-18]取消了H桥结构，能有效降低开关管总电压应力。其中，文献[16]提出的一种非对称结构通过逐级充电的方法能有效提高输出电平数；文献 [17]将所有开关管的电压应力限制在输入电源电压，但是上述两种逆变器都需使用较多数量的开关管；文献[18]能减少电压应力为输出电压峰值的开关管数量，但是需要用到多个独立电源。
在前述研究的基础上，本文为进一步减少开关管的使用数量，提出一种T型开关电容可扩展多电平逆变器。逐级充电方法的使用以及逆变器的模块化扩展方式，使得逆变器在输出更高电平数时器件数量少的优势较为明显。另外，H桥的消除有效降低了开关管的TSV。最后通过实验对新型T拓扑电路的正确性和可行性进行了验证。
图1a所示为本文所提逆变器拓扑的T型开关电容模块，此模块由四个开关管、两个二极管和两个电容组成。将此基本T型开关电容模块与前级分压电容模块相连接，再补充开关管和二级管就构成了本文提出的T型开关电容可扩展多电平逆变器，如图1b所示。
图1 T型开关电容模块及新型T拓扑电路
Fig.1 The proposed T-type switched capacitor module and topology
所提逆变器拓扑的前级由两个分压电容组成T型结构，提供0.5Vdc的电平，分压电容的存在使得拓扑输出的总电平数大大增加，能有效降低输出电压的总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion, THD）。逆变器拓扑的后级为T型开关电容结构，在输出电压为+0.5Vdc、-1.5Vdc时，电源为电容C3充电；输出电压为-0.5Vdc、+1.5Vdc时，电源为电容C4充电。正半周期用电容C1、C3放电，负半周期用电容C2、C4放电，正、负半个周期分别用不同的电容组合放电可以改变负载电压极性，因而省去了H桥。所提逆变器可以实现1.5倍的电压增益和七电平输出，分别为+1.5Vdc、+Vdc、+0.5Vdc、0、-0.5Vdc、-Vdc、-1.5Vdc。
图2a～图2g为所提七电平逆变器的各个工作模态，在各个工作模态下开关管、二极管的导通情况以及电容的充放电状态见表1。表中，开关管的1、0分别表示开通和关断；二极管的导通、截止分别表示正向导通和反向截止；电容处于保持状态时表示当前模态不工作。
模态1：电路输出电压为+1.5Vdc。此时开关管S3和S7闭合、其他开关管关断，电容C1、C3串联为负载供电。由于电容C3的电压作用，二极管VD1处于反向截止状态，电源通过二极管VD2为电容C4充电。
模态2：电路输出电压为+Vdc。此时开关管S1、S2和S7闭合、其他开关管关断，电容C3为负载供电，两个二极管在电容C3和C4电压的作用下处于反向截止状态。
图2 所提逆变器及其工作模态
Fig.2 The proposed inverter and its operation modes
表1 逆变器功率器件不同模态下的工作状态
Tab.1 Operating states of inverter power devices in different modes
输出电压开关管二极管电容 S1S2S3S4S5S6S7S8VD1VD2C3C4 +1.5Vdc00100010截止导通放电充电 +Vdc11000010截止截止放电保持 +0.5Vdc00010010导通截止充电保持 011001100截止截止保持保持 -0.5Vdc00100001截止导通保持充电 -Vdc11000001截止截止保持放电 -1.5Vdc00010001导通截止充电放电
模态3：电路输出电压为+0.5Vdc。此时开关管S4和S7闭合、其他开关管关断，电容C1为负载供电，与此同时，电源通过二极管VD1为C3充电。二极管VD2在电容C4的电压作用下处于反向截止状态。
模态4：电路输出电压为0，开关S1、S2、S5和S6闭合，其他开关管断开。此时两个二极管在电容电压的作用下处于反向截止状态。
模态5：电路输出电压为-0.5Vdc。此时开关管S3和S8闭合、其他开关管关断，电容C2为负载供电。二极管VD1在电容C3的作用下反向截止，电源通过二极管VD2给电容C4充电。
模态6：电路输出电压为-Vdc。此时开关管S1、S2和S8闭合、其他开关管关断，电容C4为负载供电。二极管在电容C3和C4的电压作用下处于反向截止状态。
模态7：电路输出电压为-1.5Vdc。此时开关管S4和S8闭合，其他开关管断开，电容C4和C2串联为负载供电。二极管VD2在电容C4的电压作用下处于反向截止状态，电源通过二极管VD1为电容C3充电。
从拓扑各个工作模态的导通回路可以看出，每个模态电路都有反向续流回路，即电路具有带感性负载的能力。其中，在输出电压为+0.5Vdc时，反向电流通过电容C3、开关管S4和电容C2流通；在输出电压为-0.5Vdc时，反向电流通过电容C1、开关管S3和电容C4流通；其他各个模态电流的反向续流回路与正向流通回路相同。
本文采用同相载波层叠脉冲宽度调制（PulseWidth Modulation, PWM）方法对所提逆变器进行调制，此方法的优点是控制简单、易于实现且能显著降低输出电压THD。采用频率为f、幅值为Aref的正弦波作为调制波；用6个频率为fc、幅值为Ac的三角波作为载波，如图3所示。由于幅值和频率已知，因此调制波的表达式为
（1）
图3 PWM原理
Fig.3 PWM schematic diagram
调制策略中调制比由调制波幅值和载波幅值共同决定，载波比由调制波频率和载波频率共同决定。因此，调制比M和载波比K分别为
（2）
（3）
在逆变器运行过程中，调制比变化时，逆变器输出电平数会发生相应的变化，输出电平数与调制比的关系见表2。
表2 输出电平数与调制比之间的关系
Tab.2 The relationship between modulation ratio and output level
调制比输出电平电平数 0＜M≤1/30, ±0.5Vdc3 1/3＜M≤2/30, ±0.5Vdc, ±Vdc5 2/3＜M≤10, ±0.5Vdc, ±Vdc,±1.5Vdc7
所提逆变器输出电压的目标波形为七电平PWM波，正负半周期各3个电平[11-12]，因此在正负半个周期分别需要3个PWM波进行叠加来形成输出波形，所以在调制过程中共需要用到6个三角载波。正弦调制波与6个三角载波比较形成控制开关管通断所需的基本脉冲，如图3中的u1～u6所示。调制波与载波的比较结果u1～u6在各个时间段内的叠加构成图3中的最下方的七电平PWM波形，即输出的目标波形。根据表1中逆变器在输出不同电平时开关管的工作状态，分析开关管在对应输出电平区间内的开关切换状态，并通过该切换状态选出与之相符的原始脉冲信号（或原始脉冲信号取非），然后将选出的原始脉冲信号进行逻辑组合即可得出用于驱动开关管的脉冲信号。开关管与脉冲的逻辑关系为
（4）
（5）
（6）
（7）
（8）
（9）
各开关管在不同时段的导通和关断状态如图4所示。
图4 开关管通断状态
Fig.4 On-off status diagram of switches
电容的选取影响逆变器的性能、成本的投入以及多电平逆变器是否易于小型化。电容选取的原则与电容电压纹波相关，而电容电压纹波的大小又与电容连续放出的最大电荷量有关。因此，确定了电容连续放出的最大电荷量后即可确定电容的容值。所提逆变器中两个T型分压电容充放电状态在正负半周期是对称的，二者所选型号相同即可，因此本文仅对电容C1进行分析计算。同理两个T型开关电容充放电状态也是对称的，二者的选型相同，因此本文仅对电容C3进行分析计算。通过对电路模态的分析不难发现，电容C1的最大放电时段为t2～t4，电容C3的最大放电时段为t1～t5。
由图3可知，在t1时刻正弦波的函数值为正半周期第1个载波的幅值Ac，而Ac与Aref存在式（2）的关系，把式（2）进行变换可得
（10）结合式（1）和式（10）可以求得正弦波取值为Ac的时刻t1，同理，可以求出t2～t6分别为
（11）
（12）
（13）
（14）
（15）
（16）
式中，f为调制波频率；M为调制比，在本调制中取0.9。在t1～t6确定之后，电容C1、C3连续放出的最大电荷量
、
分别为
（17）
（18）
式中，iload为负载电流。
电容值选取越大，电压纹波越小。假定选择电容电压纹波不超过额定电压10%，若电容额定电压为VC，则最大可接受电压纹波为0.1VC。因此，可以确定C1和C2、C3和C4的电容值应该满足
（19）
（20）
电压纹波与电容成反比，在满足电压纹波要求条件下适当增加电容，既可以减小电压纹波，也可以留有一定裕度来解决电容下降的问题。另外，在新型T拓扑电路中，电容作为储能元件工作在直流侧，发热较少；且每个电容都仅工作在半个周期，工作频率较低，这些可在一定程度上延长电容的使用寿命。
所提逆变器拓扑的扩展结构如图5所示。从图中可以看出，所提逆变器拓扑可以将点画线框内的T型开关电容模块向后扩展。应用电容逐级充电的方法，即电容C11和C12串联在不同的时段分别为电容C21和C22充电，后续扩展模块开关电容的充电方式依此类推，能够大大增强拓扑的升压能力。每扩展一个基本模块增加的器件数量较少却能增加较多的电平数，输出电平数与基本模块数量存在的关系为
（21）式中，n为输出电平数；x为T型开关电容模块的个数。所提逆变器拓扑按照图5方式进行扩展，方式简单易于模块化，这有利于逆变器的小型化，为实际应用带来方便。
图5 多模块级联拓扑
Fig.5 Multi-module cascaded topology
为了比较拓扑性能，在此将新型T拓扑电路与近些年提出的几种优秀拓扑进行对比分析，比较的主要指标为逆变器增益、开关管数量、电容数量和开关管TSV等，比较结果见表3和如图6所示，其中，TSV为表中数值与阶梯电压Vstep的乘积。为了客观，拓扑比较是在输出电平数同为2m+1的情况下进行的。实际情况下，图6中的m并不是连续变化的，但为了比较结果更为直观，采用连续曲线。在输出七电平的情况下m=3，随着逆变器的扩展，本文所提逆变器输出电压半个周期阶梯数m的取值为m=3, 7, 15, 31,…,2x+1-1。
表3 拓扑对比分析
Tab.3 Topology comparision and analysis
对比项增益开关数量电容数量二极管数量TSV(×Vstep) 文献[13]m3m+1m-107m-3 文献[14]mm+4m-12m-26m-2 文献[17]m5m-1m-105m-1 所提拓扑m/26m
图6 拓扑对比
Fig.6 Topology contrast diagrams
从表3和图6a可知，所提逆变器仅在m=3时使用的开关管数量较文献[14]多出一个，然而文献[14]需用到较多数量的二极管且不具备带感性负载的能力。在m的其他取值情况下，所提逆变器开关管的使用数量都是最优的。对于电容，只有在m=3时新型T拓扑电路电容数量更多；当m≥7时，电容使用数量最少。之所以在m=3时所提逆变器使用数量较多，原因之一是所提逆变器拓扑的前级存在T型分压电容，使得所提逆变器输出波形的阶梯电压为Vdc/2，这为逆变器扩展后输出电平数大幅增加提供了方便，但也使得所提逆变器在输出相同数量电平数的情况下增益为对比拓扑的一半；另外一个原因是后级用两个开关电容交替工作来省去H桥，进而降低TSV。从表3可以看出，逆变器的TSV数值比文献[14]和文献[17]高。然而，文献[14]用了大量二极管而不能带感性负载，且考虑到TSV为表3中数值与阶梯电压的乘积，计算之后所提逆变器的TSV最低。
由表3可知，新型T拓扑电路二极管的使用数量低于文献[14]，多于文献[13]和文献[17]。但是开关管与二极管数量的总和小于文献[13]和文献[17]中开关管的数量。因此，新型T拓扑电路的器件使用数量更优，这有利于提升逆变器的效率。
从图6b可以看出，逆变器多级扩展后，相比于文献[13]、文献[14]和文献[17]，新型T拓扑电路使用器件更少。换言之，实现增益相当的情况下，新型T拓扑电路使用器件更少、能输出更多电平数，更多的电平数有利于提升输出波形质量。如在新型T拓扑电路m=31而所对比的拓扑m=15的条件下，由表3中公式计算可知，新型T拓扑电路器件使用数量最少。因此，当所提逆变器应用在光伏发电中压并网场合时，其较多的输出电平数、更少的器件使用数量将成为优势。
为了验证所提逆变器的正确性与可行性，搭建了一台小功率实验样机对逆变器的稳态及动态性能进行实验研究，实验所用元器件类型及参数见表4。
表4 实验参数
Tab.4 Experiment parameters
参 数数 值 直流电源/V30 电容/mF2 200 负载电阻/W50、100 负载电感/mH15、75 负载电容/mF16 调制波频率/Hz25、50、100 载波频率/Hz2 000 调制比M0.9、0.6、0.3
图7为阻感性负载条件下的负载电压和电流波形，从图中可以看出，逆变器输出电压为理想七电平。在输入电压为30V、负载为R=50W、L=15mH的条件下，输出电压的最高电平为44.6V，逆变器实现了约1.5倍的电压增益；输出电流峰值为0.81A，电流波形为较平滑的正弦曲线。图8为逆变器前级分压电容电压波形，从图中可以看出，电路稳定之后，两个电容电压曲线基本重合。分压电容的电压值在14.56V和15.05V之间波动，电容电压纹波为3.26%，同时可以看出，分压电容的电压是平衡的，与前文分析相符。
图7 负载电压和电流波形
Fig.7 Waveforms of load voltage and current
图8 分压电容电压波形
Fig.8 Voltage waveforms of voltage dividing capacitors
图9为逆变器后级开关电容电压波形，从图中可以看出，两个电容曲线基本相同，只是峰谷值时刻不同。电容电压在29.76V和28.18V之间波动，电压纹波为额定电压的5.31%。
在输入电压30V、75mH感性负载和16µF容性负载条件下对所提逆变器性能进行实验验证，实验结果如图10所示。两种负载条件下逆变器输出波形稳定，且感性负载条件下电流稳定滞后电压90°。
图9 开关电容电压波形
Fig.9 Voltage waveforms of switched capacitors
图10 感性和容性负载实验波形
Fig.10 Experimental waveforms of inductive and capacitive loads
为了验证逆变器的动态性能，分别在调制比、调制波频率以及负载变化的条件下，对逆变器的响应能力进行实验研究。图11为调制比M从0.9变化到0.6再变化到0.3时负载电压电流波形。从图中可以看出，输出电压的电平数从7变化到5再变化到3，逆变器能够在全调制比范围内工作，且响应迅速。
图11 调制比M变化时负载电压电流动态波形
Fig.11 Dynamic waveforms of load voltage and current when modulation ratio M changes
图12为调制波频率变化时逆变器负载电压电流动态波形。与调制比变化的结果分析类似，当调制波频率由50Hz分别变化到100Hz和25Hz的情况下，逆变器能快速响应并重新稳定在新的工作状态。逆变器具有在调制波频率变化条件下快速响应和较大频率变化范围内工作的能力。
负载变化时负载电压电流动态波形如图13所示，两组实验波形分别为负载由阻感性（R=50W，L=15mH）变为阻性（R=100W）及其相反过程的负载电压电流波形。负载发生变化前后，逆变器都可以稳定输出七电平电压，输出电流峰值相应地由0.81A变化为0.45A（由0.45A变化为0.81A），响应过程迅速。因此，逆变器具有快速适应负载功率因数突变的能力。
图12 调制波频率变化时负载电压电流动态波形
Fig.12 Dynamic waveforms of load voltage and current when the frequency of reference wave changes
图13 负载变化时负载电压电流动态波形
Fig.13 Dynamic waveforms of load voltage and current when load changes
负载突增突减动态实验波形如图14所示，两组实验波形分别为负载由空载（R=∞）突变为R=50W及其相反过程。实验结果表明，在两种情况下逆变器都能迅速稳定在新的输出状态，具有适应负载突变的能力。
图14 负载突增突减实验波形
Fig.14 Experimental waveforms of sudden load increase and decrease
本文提出了一种可扩展T型开关电容逆变器，并以七电平拓扑为例分析了逆变器的结构、工作原理和调制策略。逆变器正负半个周期对称的工作状态保证了前级分压电容的电压平衡，并且后级开关电容逐级充电的方法以及拓扑的可扩展性有效增加了输出电平数。在与其他优秀拓扑的对比中，所提逆变器在输出相同电平数、实现相同增益的条件下一定程度上减少了器件数量，进而降低生产成本、减小总损耗。开关管和电容的使用数量与输出电平数呈对数关系，随着拓扑扩展，器件数量减少的特点较为突出。模块化的扩展方式使逆变器易于小型化，这为逆变器的实际应用带来便利。搭建了一台小功率样机验证所提逆变器的稳态及动态性能，实验结果表明，该逆变器性能优良，在光伏发电等分布式发电场合具有广阔的应用前景。
参考文献
[1] 易文飞, 张艺伟, 曾博, 等. 多形态激励型需求侧响应协同平衡可再生能源波动的鲁棒优化配置[J].电工技术学报, 2018, 33(23): 5541-5554.
Yi Wenfei, Zhang Yiwei, Zeng Bo, et al. Robust optimization allocation for multi-type incentive- based demand response collaboration to balance renewable energy fluctuations[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2018, 33(23): 5541- 5554.
[2] Tseng K C, Huang C C, Shih W Y. A high step-up converter with a voltage multiplier module for a photovoltaic system[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2013, 28(6): 3047-3057.
[3] 吴刚, 阮新波, 叶志红. 采用开关电容的非隔离型高升压比直流变换器[J]. 中国电机工程学报, 2015, 35(2): 442-450.
Wu Gang, Ruan Xinbo, Ye Zhihong. Non-isolated high Boost ratio DC converter with switched capa- citors[J]. Proceedings of the CSEE, 2015, 35(2): 442- 450.
[4] 沈虹, 郭忠南, 关红磊, 等. 单相四开关多电平光伏逆变器研究[J]. 电工技术学报, 2018, 33(8): 1775-1782.
Shen Hong, Guo Zhongnan, Guan Honglei, et al. Research on single-phase four-switch multilevel PV inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2018, 33(8): 1775-1782.
[5] 王鹏帅, 韩如成. 多电平逆变器主电路拓扑结构综述[J]. 自动化仪表, 2013, 34(10): 9-12, 16.
Wang Pengshuai, Han Rucheng. A rerview of topology structure of main circuit of multilevel inverter[J]. Process Automation Instrumentation, 2013, 34(10): 9-12, 16.
[6] 王泽, 张凯, 陈济民, 等. 应用于模块化多电平变频器的电容电压脉动抑制技术综述[J]. 电工技术学报, 2018, 33(16): 3756-3771.
Wang Ze, Zhang Kai, Chen Jimin, et al. A summary of capacitor voltage ripple suppression techniques applied to modular multilevel converters for AC motor drives[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2018, 33(16): 3756-3771.
[7] 刘朋, 陈昌松, 段善旭. 带飞跨电容的三电平全桥直流变换器输入中点电压的自平衡分析[J]. 电工技术学报, 2018, 33(18): 4335-4344.
Liu Peng, Chen Changsong, Duan Shanxu. Self- balance mechanism analysis of the neutral point voltage in three-level full-bridge DC-DC converter with flying capacitors[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2018, 33(18): 4335-4344.
[8] Mokhberdoran A, Ajami A. Symmetric and asymmetric design and implementation of new cascaded multi- level inverter topology[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(12): 6712-6724.
[9] 李世军, 罗隆福, 佘双翔, 等. 基于空间矢量和特定消谐脉宽调制的三电平逆变器调制方法[J]. 电工技术学报, 2015, 30(12): 34-40.
Li Shijun, Luo Longfu, She Shuangxiang, et al. Three-level inverter modulation method based on space vector and specific harmonic elimination pulse width modulation[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2015, 30(12): 34-40.
[10] 张云, 孙力, 吴凤江, 等. 五开关五电平逆变器的载波交错SPWM控制方法[J]. 电工技术学报, 2010, 25(2): 101-106.
Zhang Yun, Sun Li, Wu Fengjiang, et al. Carrier staggered SPWM control method of five-switch five-level inverter[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2010, 25(2): 101-106.
[11] 丘东元, 张波. 开关电容变换器组成原理及发展趋势[J]. 电气应用, 2007, 8(9): 6-12.
Qiu Dongyuan, Zhang Bo. Composition principle and development trend of switched capacitor converter[J]. Electrotechnical Application, 2007, 8(9): 6-12.
[12] 王宝诚, 王炜, 杜会元, 等. 一种新颖的单电源级联型多电平逆变器[J]. 中国电机工程报, 2013, 33(30): 10-17.
Wang Baocheng, Wang Wei, Du Huiyuan, et al. A novel single-power cascade multilevel inverter[J]. Proceedings of the CSEE, 2013, 33(30): 10-17.
[13] Hinago Y, Koizumi H. A switched-capacitor inverter using series/parallel conversion with inductive load[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2012, 59(2): 878-887.
[14] Ye Yuanmao, Cheng K W E, Liu Junfeng, et al. A step-up switched-capacitor multilevel inverter with self-voltage balancing[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2014, 61(12): 6672-6680.
[15] 曾君, 吴佳磊, 刘俊峰, 等. 一对基于开关电容原理的多电平高频逆变器[J]. 电工技术学报, 2018, 33(6): 1312-1319.
Zeng Jun, Wu Jialei, Liu Junfeng, et al. A pair of multi-level high-frequency inverters based on the principle of switched capacitors[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2018, 33(6): 1312- 1319.
[16] Liu Junfeng, Wu Jialei, Zeng Jun. Symmetric/ asymmetric hybrid multilevel inverters integrating switched-capacitor techniques[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2018, 6(3): 1616-1626.
[17] Taghvaie A, Adabi J, Rezanejad M. A self-balanced step-up multilevel inverter based on switched- capacitor structure[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2018, 33(1): 199-209.
[18] Zamiri E, Vosoughi N, Hosseini S H, et al. A new cascaded switched-capacitor multilevel inverter based on improved series-parallel conversion with less number of components[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2016, 63(6): 3582-3594.
Extensible T-Type Switched Capacitor Multilevel Inverter
Abstract The conventional multilevel inverter has complicated extension and a large number of devices. This paper proposes an extensible T-type switched capacitor multilevel inverter. The multi-level output is achieved through voltage division of the T-type dual capacitor module and step-by-step charging method. The inverter can ensure the voltage balance of the voltage-dividing capacitors. The switched capacitors are charged step by step, so that the number of devices in the extension of the inverter increases with output levels in a logarithmic curve, which is lower than the conventional topology with linear increase. The seven-level inverter can output an AC PWM wave voltage with a peak value of 45V under a DC input of 30V, achieving a voltage gain of 1.5 times. The proposed inverter can realize the inversion without the H-bridge, which reduces the total standing voltage of the switches. In this paper, the topology composition, working principle, modulation strategy and extension comparison of the proposed inverter are analyzed, and the correctness and feasibility of the novel T-topology circuit are verified by experiments.
keywords：Inverter, multilevel, switched capacitor, step-by-step charging, extension
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.191407
中图分类号：TM464
王要强 男，1982年生，博士，副教授，主要研究方向为电力电子变换与控制技术及其在可再生能源发电、交直流灵活配电、电机驱动等方面的应用。E-mail: WangyqEE@163.com（通信作者）
袁艺森 男，1995年生，硕士研究生，研究方向为电能变换与新能源发电技术。E-mail: Yuanysee@163.com
收稿日期2019-10-25
改稿日期 2020-06-13
国家自然科学基金项目（51507155）、河南省高等学校青年骨干教师项目（2019GGJS011）和郑州大学研究生教育研究项目（YJSJY201964）资助。
（编辑 崔文静）