图1 电路原理
Fig.1 The circuit schematic
摘要 减小关断开关耐受电压和提高负载电流峰值是电感储能型脉冲功率电源研究的难点。基于绝缘栅双极型晶体管（IGBT）的结构特点，提出一种改进的meat grinder电路，采用大匝比的耦合电感线圈，并利用IGBT自身反并联二极管使电路自恢复过程自发进行，最终电路主体只用了两个IGBT构成电感储能型脉冲电源的拓扑。该拓扑降低了对开关管的控制要求，同时可以产生几十千安大电流，具有重频运行的潜力。该文对电路动态过程分阶段进行了详细的理论分析和电路仿真。仿真结果显示该电路可产生波形平滑、峰值较高的电流输出。基于仿真分析的拓扑，该文研制了4.61kJ的电感储能型脉冲功率电源，采用20:1的大匝比耦合电感线圈，并进行试验测试，负载电流峰值达到30.40kA，脉宽1.7ms，测试结果与预期结果吻合较好。
关键词：电感储能 脉冲功率电源 大电流放电 meat grinder
脉冲功率电源技术是将储存起来的高密度能量，在极短时间内进行压缩、转换并释放给负载的一种技术。脉冲功率技术在民用与国防领域有重要应用。电磁推进是近年来脉冲功率技术的热门研究方向之一，其主要由脉冲功率源和推进器组成。脉冲功率电源装置的体积和质量在整个电磁推进系统占比最大[1]。常用的脉冲功率源有电容储能型脉冲电源（Capacitive Pulsed Power Supply, CPPS）、电感储能型脉冲功率电源（Inductive Pulsed Power Supply, IPPS）和旋转电机式储能型脉冲电源。在目前试验用电磁推进系统中，普遍采用的是CPPS，其储能密度较低, 装置占地面积大，不适合灵活机动的要求，脱离试验环境很难满足实际需求[2]。而IPPS由于储能密度较大的优势，以及半导体断路开关技术的发展，成为近些年来许多学者的研究热点之一[2]。IPPS相对CPPS具有较高的储能密度，相对于旋转电机式储能型脉冲电源，以静态磁场储能，更易于冷却，因此具有很好的应用前景[3]。电磁推进系统的负载电动力大小与其电流的二次方成正比，且一般放电时间为毫秒级[4]。目前电容储能型脉冲电源普遍采用的是数十个模块时序放电的形式，以输出具有几毫秒宽度的平顶电流波，即实际电流波形顶部包含多个幅值相近的波峰。
近年来，电感储能型脉冲功率电源的研究主要集中在拓扑结构和试验研究两个方面。目前主流的拓扑结构是meat grinder[5]电路和XRAM[6]电路。清华大学的初祥祥等对以上两种电路进行了基于仿真的电气性能的比较[7]。美国IAT（Institute for Advanced Technology, IAT）学者提出了STRETCH meat grinder电路，研制出了20kA放电模型样机[8]。清华大学刘秀成等提出了一种不需耦合的电感储能型脉冲电源拓扑，试验得到幅值207A、放电时间0.7ms左右的负载电流[9]。清华大学的班瑞等提出了一种改进的meat grinder电路，即meat grinder with SECT(self-charged capacitor and thyristors)的电路，提高了电流关断能力，得到了储能50kJ、电流幅值13.59kA的系统[10]。对于电感储能型脉冲电源系统，丁健民等对其做了详细的半解析参数分析，获得了8项系统性能指标，研究了系统参数对性能指标的影响[4]。
为了解决电流开断过程中产生的高压问题，需要用到大容量开关[11-12]，或者结合换流技术。通常采用脉冲抵消电路来实现断路开关的零电流关断[13-14]。针对meat grinder电路拓扑中关断开关所承受的正向电压偏高的问题，美国IAT学者提出了引入能量转换电容来解决，较好地限制了关断开关的正向电压[8]。
现有的基于meat grinder电路的电感储能型脉冲电源电流普遍幅值偏低，单模块脉冲宽度窄，放电波形不平滑，级联时难以实现优化，为了应用于电磁推进系统中，还需要开展大量的拓扑研究。本文基于班瑞等提出的meat grinder with SECT电路，提出了一种新型电感储能型脉冲功率电源的拓扑结构，关断开关采用IGBT。该电路具有拓扑简单、波形平滑、脉冲宽度大和输出电流大等特点。本文首先对该电路进行详细的原理分析，然后介绍了基于该电路所搭建的输出电流30kA的试验系统，并将试验输出电流波形与仿真波形进行比较分析，最后对试验结果和系统效率进行了分析。
本文所提出的电感储能型脉冲功率电源的原理图如图1所示。包括初级电容电源Cs、绝缘栅双极型晶体管IGBT1和IGBT2、能量转换电容C1、耦合电感（两个绕组分别为L1和L2，R1和R2分别为一、二次侧的直流电阻）、放电二极管VD1、防反二极管VD2和负载load。
图1 电路原理
Fig.1 The circuit schematic
根据不同的工作状态将整个电路划分为几个阶段进行分析，并在Pspice中搭建仿真电路，以获得仿真波形。
1）预充电阶段
市电通过整流电路整流后向一次电容电源Cs和能量转换电容C1同时充电。当充电到需要的电压值时，断开预充电回路，预充电完成，此时一次电容电源Cs和能量转换电容C1电压相等。
2）电感充电阶段
触发IGBT1导通，此时进入电感充电阶段。一次电容电源Cs向电感L1、L2和电阻R1、R2放电，电流方向为顺时针，放电二极管VD1承受反压截止。此时电路相当于电容具有初始储能的RLC串联无源回路，电感L1、L2中的电流从零开始上升，同时电容Cs两端的电压下降。由于在预充电阶段中，Cs和能量转换电容C1电压相同，所以在该阶段IGBT2的反并联二极管承受反压不会导通，也不会出现电流尖峰。当电感电流达到预设值时关断IGBT1，电感充电阶段结束。图2为该阶段的等效电路。
图2 工作阶段二等效电路
Fig.2 Equivalent circuit for the second stage
3）换流阶段
电感充电完毕后，触发IGBT2使其开通，能量转换电容C1接入电路。C1有预充电压，由于防反二极管VD2的存在，防止了此时C1给Cs反充，转而继续给电感充电，电感充电电流会小幅增长，当C1电压为0时，换流阶段开始。L1中的大部分能量通过互感耦合到L2中，使得L2的电流开始倍增，L2此时会出现负的感应电压使二极管VD1导通，因此负载电流也迅速上升，同时漏感能量给C1反向充电。该阶段中L1的电流减小，当L1电流降为0时，换流过程结束。而此时电容C1被反向充电到最大值。图3是该阶段的等效电路。其中
是电感充电阶段结束时的电流值。
图3 工作阶段三等效电路
Fig.3 Equivalent circuit for the third stage
4）电感放电阶段与自恢复阶段
当电感L1电流降为0后，将进入电感放电与能量转换电容自恢复的工作状态。能量转换电容在换流阶段被反充至负的最大值，这部分能量可以被再次利用，回馈到负载上，即利用IGBT2的反并联二极管通过电感和负载反向放电；同时L2的电流继续通过二极管和负载放电。图4是该阶段的等效电路图，其中
是电感L2的电流在该阶段的电流初值，
为电容C1的最大反向电压。
图4 工作阶段四等效电路
Fig.4 Equivalent circuit for the fourth stage
当电容C1电压降为0时，自恢复阶段结束。如果L2中的电流在此之前已经为0，即电感L2能量已经通过负载释放完毕，则一个放电周期结束。而如果此时L2的电流还未降至0，则电感L2会单独给负载放电直到
。图5为电感放电阶段对应的等效电路。其中IL2_p1是电感L2此时的电流初值。是否存在工作阶段五，取决于能量转换电容C1的能量是否会提前通过负载释放完毕。
图5 工作阶段五等效电路
Fig.5 Equivalent circuit for the fifth stage
对上述各个工作阶段，搭建电路仿真模型，得到典型波形如图6所示，图中标注了各工作阶段与各波形的对应关系。
图6 电路仿真波形
Fig.6 Simulation waveforms of the circuit
基于第1节提到的改进的电感储能型脉冲功率电源拓扑，搭建了原理电路验证平台，其系统电路示意图如图7所示，对其中关键器件进行了展示。在该平台进行了初步试验，试验参数见表1。
图7 系统示意图
Fig.7 Schematic of system
表1 试验参数
Tab.1 Experiment parameters
参 数验证平台30kA系统 初级电源Cs17mF，预充300V76mF，预充600V 能量转换电容C1160μF，预充300V1.6mF，预充600V 电感L11 150μH，83mΩ1 150μH，83mΩ 电感L23μH，0.75mΩ3μH，0.75mΩ L1和L2的耦合系数k0.750.75 电感充电时长tL/ms812 小电阻负载RL/mΩ0.40.4
基于验证平台的试验参数，对该电路进行了仿真，其仿真和试验平台负载电流波形的比对如图8所示。
图8 试验和仿真电流波形及比较
Fig.8 Load current waveforms of simulation and experiment
由图8可见，试验结果与仿真结果相近。本文提出的电路产生的负载电流是单峰波形，不会出现可控的二次峰，这是因为利用IGBT的反并联二极管，使能量转换电容的自恢复过程在其电压达到反向峰值时能够自发进行。这种单峰工作状态下所获得的电流波形平滑，90%脉冲宽度大，通过时序波形的叠加，可以获得更大的脉宽，对于接入电磁推进装置负载更有利。
基于本文所提电感储能型脉冲功率电源电路，构建30kA电源系统，系统参数见表1中30kA系统一栏所示，IGBT的开通关断时刻设置见表2。
表2 时序设置
Tab.2 Timing setting
阶段开关时刻/ms时长/ms 电感串联充电（IGBT1）0，12.212.2 换流（IGBT2）及电感放电12，3624
IGBT选用Infineon（英飞凌）生产的FZ3600R17HP4_B2模块，其集电极重复峰值电流为7 200A，承受最大关断电压为1 700V，关断开关采用两个串联以共同承受关断电压。一次电源电容选择江海牌铝电解电容，型号为CD135/450V 6 800μF，采用两个串联提高耐压到900V，并联提高容量的方式达到设计值。能量转换电容选用上海上电的3kV/1.6mF自愈式高压脉冲电容器。放电二极管选平板型续流二极管ZK1300-45，其正向不重复峰值电流数据为
。
电感充电电流和负载电流的测量均选用CYBERTEK柔性电流探头CP9122L、120kA、0.05mV/A；关断开关电压测量采用CYBERTEK差分探头DP6700A、7kV、1000X；使用Tektronix公司MDO3024示波器进行波形观测与数据采集。
系统总储能为
。系统的电流和电压波形如图9所示。电感的充电电流为2.640kA，负载电流达到了30.40kA，其90%脉冲宽度大约为1.7ms。电感充电时间为12.2ms，一次电源电容剩余电压400V，而预充电电压为600V，显示了该系统有重频运行的潜力。由关断开关IGBT1的电压波形可以发现，在设置延迟关断时间为200μs的情况下，关断的瞬间依然会产生一个尖峰，但其峰值低于IGBT1最高承受电压2.2kV，在IGBT正常承受电压范围内，所以该电压尖峰不会影响其可靠性。负载电流波形在首次降为零后，出现了两个幅值不大的振荡，这是由能量转换电容的能量回馈造成的，因为其在自恢复过程中，电压第一次从负的最大值逐渐增大到零后又会正向过充，然后经过几个振荡后归零。后续两个电流振荡与电流主峰大概间隔3ms左右，一般在电磁推进领域中，电枢在电流下降沿之前就已经出膛，所以该电流波形中后续存在的振荡对电枢不会产生实际影响。
图9 试验波形
Fig.9 Waveforms of experiment
首先通过仿真，对每个器件所消耗或储存的能量进行统计，得到其能量分配情况。图10所示为充电过程的能量分配饼图。
定义充电效率为电感总储能与电容消耗能量（电容充电储能减去电容剩余储能）的比值，则充电效率为
（1）图11所示为放电过程能量分配饼图。
定义放电效率为负载消耗的能量与电感总储能的比值，则放电效率为
（2）总的系统效率为
（3）
图10 充电过程能量分配饼图
Fig.10 Pie chart of energy distribution in charging process
图11 放电过程能量分配饼图
Fig.11 Pie chart of energy distribution in discharge process
实际试验中，各个器件的功率很难直接测量出来，所以只关注电容消耗的能量，电感储存的能量和负载所消耗的能量。效率的定义与式（1）~式（3）相同。充电过程中，一次电容电压剩余400V。在计算放电效率时，根据负载电流的I-t曲线，得到
的曲线，然后对曲线进行积分得到负载消耗的能量
，最终试验系统的效率计算为
（5）
（6）本文提出的电感储能脉冲源电路具有低关断电压的特性和大电流关断的能力，利用IGBT模块自身反并联二极管的结构特点，只用两个可控器件，相较于SECT电路中三个可控器件，在一定程度上降低了控制要求并简化了拓扑。基于该电路搭建的实验系统在小电阻负载（0.4mΩ）下达到了600V预充电电压，输出30.40kA，1.7ms脉宽电流，主管关断电压2.2kV，实现了预期目标，并具有重频运行的潜力。在构建电源系统时，只需数个该电感储能脉冲电源模块，便可以产生毫秒级平顶波及千安级大电流，对于负载接入电磁推进装置更加有利。
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Design of a High Current Inductive Pulsed Power Supply with Millisecond Pulse Width
Abstract Reducing the peak voltage of the shutdown switch and increasing the load current are considered as the difficult problems in the design of inductive pulsed power supply. Therefore, based on the structural characteristics of the insulated gate bipolar transistor (IGBT), the traditional meat grinder circuit was improved in this paper. By utilization of a large-ratio coupled inductor coils and a diode anti-paralleling with the IGBT, the circuit achieved the ability of self-recovery. The improved inductive pulse power supply has only two IGBTs, which can reduce the control requirements of the switches and generate a large current with several tens of kiloamperes. Besides, it also has the potential of repetitive operation. In this paper, the dynamic process of the proposed circuit model was staged analyzed in detail. Learning from the simulation result, the proposed circuit has the advantage of smooth and high-peak current output. To demonstrate the effectiveness, the 4.61kJ inductive pulsed power supply was designed where a 20:1 large variable ratio coupled inductor was adopted. Finally, the tested peak load current reached 30.40kA with 1.7ms pulse width, which was in good agreement with the expectation analysis.
keywords：Inductive energy storage, pulsed power supply, high current discharge, meat grinder
中图分类号：TM91
DOI:10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.191589
国家自然科学基金面上资助项目（51577178）。
收稿日期2019-11-21
改稿日期 2020-04-28
王 延 男，1994年生，硕士研究生，研究方向为脉冲功率电源。E-mail：hyperx_wangyan@mail.iee.ac.cn
张东东 男，1980年生，副研究员，硕士生导师，研究方向为脉冲功率技术。E-mail：zhdd@mail.iee.ac.cn（通信作者）
（编辑 赫蕾）