图1 测试装置结构
Fig.1 Diagram of the test equipment
摘要 在基于碳化硅（SiC）功率器件的电机驱动系统中，由于SiC器件较高的dv/dt、di/dt，产生了不可忽略的振荡，传统的传导电磁干扰（EMI）电路模型不再适用。该文提出一种SiC电机驱动系统的传导EMI等效电路建模及预测方法。首先，建立考虑寄生参数的SiC电机驱动系统的线性时不变等效电路，通过分析，证明准确估计传导干扰水平必须同时计算作为干扰源的功率管电流、电压所产生的干扰；然后，建立差模、共模干扰等效电路模型，进行各部件等效电路模型的建模并根据实验所用电机驱动系统进行参数计算；最后，根据等效电路，对电源端口处的干扰频谱进行预测，并与EMI接收机的实测结果进行对比，验证了所建模型的准确性，并且验证了该方法在高频段提高差模干扰计算结果的准确性。
关键词：碳化硅 电机驱动系统 电磁干扰 等效电路模型
电力电子器件作为电力电子装置的基础部分，其性能至关重要[1]，然而，由于材料本征极限的限制，传统基于硅（Silicon, Si）材料的器件性能难以继续提高。近年来，以碳化硅（Silicon Carbide, SiC）为代表的宽禁带半导体技术迅速发展，相比较传统Si器件，SiC器件具有阻断电压高、通态电阻低、开关损耗小且能耐高温工作的特点，能够大幅降低装置的功耗、缩小装置的体积，在电机驱动系统的应用中，具有巨大优势和潜力[2-8]。然而，SiC器件更快的开关速度、更高的开关频率，产生了更强的电磁干扰（Electromagnetic Interference, EMI），进而对电机驱动系统的安全性和可靠性造成更严重的威胁[9-15]。因此需要在设计阶段对系统的EMI进行预测，从而缩短设计周期、节约成本。本文以SiC电机驱动系统为研究对象，系统测试装置的结构如图1所示。
图1 测试装置结构
Fig.1 Diagram of the test equipment
图1中，SiC功率模块由多个SiC MOSFET芯片及与其反并联的肖特基势垒二极管（Schottky Barrier Diode, SBD）芯片互连封装而成。直流电源连接线路阻抗稳定网络（Line Impedance Stabili- zation Network, LISN）后连接逆变器，再连接被测电机，被测电机通过联轴器与负载电机相连。被测电机、控制器及LISN这些设备的外壳均与测试系统的地良好接触。
通常，系统的EMI预测方法包括时域法和频域法两种。时域法简单直观[16-18]，但需要几到几十纳秒级的仿真步长，耗时且不易收敛；频域法通过建立系统的干扰等效电路模型，进行差模、共模干扰计算[19-21]，可以快速得到系统的EMI干扰频谱，因此，在电磁干扰的预测中得到了较多的应用。相比传统Si器件，SiC功率器件具有更高的dv/dt、di/dt，在电路杂散电感和器件输出电容的影响下，产生的振荡不可忽略，传统基于梯形波等效干扰源[22]的EMI电路模型不再适用。Huang Xudong等在建立由MOSFET构成的三相逆变器的EMI等效电路模型时，将流经功率管的电流作为等效电流源，考虑寄生参数对差模干扰的影响[23-24]，然而，并没有考虑将功率管两端的电压作为等效电压源对差模干扰的影响。
本文提出了一种同时考虑等效电压源、等效电流源的SiC电机驱动系统EMI频域计算方法，该方法考虑了电路中寄生参数的作用。通过将SiC逆变电路中的功率开关管用等效电压源（或等效电流源）、极间电容和寄生电感构成的电气网络替代，基于这一网络构建了全SiC电机驱动系统的传导干扰等效线性电路，并对直流电源端口处的差模、共模干扰频谱进行了计算预测，再与EMI接收机的实测结果进行对比，验证了所建模型的准确性。
图1中的SiC MOSFET功率模块，包括SiC功率器件芯片及其电气互连结构。互联结构的寄生电感与功率器件极间电容在开关瞬态过程中发生高频谐振。为反映功率模块所承载的母线电压、负载电流以及开关瞬态的高频电压电流波动，采用由开关、寄生电感LPj或LNj（下标P表示上桥臂，下标N表示下桥臂，j =a, b, c，表示A、B、C三相）、输出电容Coss构成的电气网络来等效图1中的开关器件S1～S6，单个开关器件等效电路模型如图2所示。
为了建立SiC电机驱动系统的EMI频域模型，根据电路替代定理，将图1中S1～S6等效网络中的开关用电压源或电流源替代，为同时反映SiC芯片承载的母线电压和负载电流，将S1、S3、S5等效网络中的开关用电流源等效，将S2、S4、S6等效网络中的开关用电压源等效。这里的等效电流源、电压源均为具有上升、下降斜率的脉冲序列。
图2 单个开关器件等效电路模型
Fig.2 Equivalent circuit model of a switch component
经过上述替代和等效，三相逆变电路各支路的电压、电流特性保持不变[25-26]。A相桥臂替代后的等效电路模型，如图3所示。
图3 A相桥臂等效电路模型
Fig.3 Equivalent circuit model of phase A bridge
同理，B、C相桥臂的等效电路与A相的类似。替代后的SiC电机驱动系统的等效电路为线性时不变等效电路，再根据电机驱动系统各部件的高频等效电路模型，可得如图4所示SiC电机驱动系统线性时不变等效电路。
图4 SiC电机驱动系统线性时不变等效电路
Fig.4 Time-invariant linear equivalent circuit of the SiC motor drive system
图4中，系统的差模干扰源Idms(s)可表示为
（1）系统的共模干扰源Vcms(s)可表示[19]为
（2）
在得到如图4所示SiC电机驱动系统的线性时不变等效电路后，要建立系统的差模（Differential- Mode, DM）、共模（Common-Mode, CM）干扰等效电路模型，需要对差模、共模干扰源和传播路径分别建模。
由于高频电流几乎不会流经电机[27]，根据图4中阻抗关系，在进行干扰源频域计算时，可忽略电机阻抗、功率模块及电容器对地电容等对谐振影响小的路径，则可建立由等效电压源激励的等效谐振电路如图5所示。
图5 由等效电压源激励的等效谐振电路
Fig.5 Parasitic oscillation equivalent circuit excited by equivalent voltage sources
图5中，Va(s)、Vb(s)、Vc(s)分别为A、B、C三相的等效电压源。由三相等效电压源激励所产生的共模干扰源Vcm_V(s)，可表示为
（3）式中，Tcm_Va(s)、Tcm_Vb(s)、Tcm_Vc(s)分别为Va(s)/3、Vb(s)/3、Vc(s)/3至Vcm_V(s)的传递函数，即
类似地，由三相等效电压源激励所产生的差模干扰源Idm_V(s)，可表示为
（4）式中，Tdm_Va(s)、Tdm_Vb(s)、Tdm_Vc(s)分别为A、B、C三相各等效电压源Va(s)、Vb(s)、Vc(s)至差模干扰源Idm_V(s)的传递函数。
用jnw 代替拉氏算子s，其中，w 为基波角频率，n为谐波次数；并将幅值乘以1/Tf，其中，Tf为基波周期，1/Tf =w/(2p)，则Va(s)的n次谐波处的频谱可表示[19]为
（5）式中，Vdc为等效电压源的电压幅值；Tc为开关周期；dak为A相第k个脉冲的占空比；tr、tf分别为开关电压波形的上升、下降时间，通过对功率管开关过程的实验测试或对功率管模型的开关过程进行仿真，统计得到[19]。同理，可得B、C相等效电压源的频谱表达式。
由等效电流源激励的等效谐振电路如图6所示。
图6 由等效电流源激励的等效谐振电路
Fig.6 Parasitic oscillation equivalent circuit excited by equivalent current sources
图6中，Ia(s)、Ib(s)、Ic(s)分别为A、B、C三相等效电流源。由三相等效电流源激励所产生的共模干扰源Vcm_I(s)，可表示为
（6）式中，Tcm_Ia(s)、Tcm_Ib(s)、Tcm_Ic(s)分别为Ia(s)/3、Ib(s)/3、Ic(s)/3至Vcm_I(s)的传递函数。
由三相等效电流源激励所产生的差模干扰源Idm_I(s)为
（7）式中，Tdm_Ia(s)、Tdm_Ib(s)、Tdm_Ic(s)分别为各相等效电流源Ia(s)、Ib(s)、Ic(s)至差模干扰源Idm_I(s)的传递函数。
根据式（7），若要计算Idm_I(s)，需首先计算各相等效电流源Ia(s)、Ib(s)、Ic(s)的频域表达式。Ia(s)、Ib(s)、Ic(s)的频域表达式可根据相电流幅值Im、各相相电压基波与相电流基波的相位差f 等参数得到[19]。
在分别计算得到Idm_V(s)及Idm_I(s)后，将二者相加，即可得到等效合成差模干扰源Idms(s)为
（8）在分别计算得到Vcm_V(s)及Vcm_I(s)后，将二者相加，即可得到等效合成共模干扰源Vcms(s)为
（9）
可以看出，差模干扰源、共模干扰源均由功率管电流等效的电流源及功率管电压等效的电压源所产生的两部分构成。在预测差模干扰时，当控制器电流较小，甚至空载时，三相等效电压源对于差模干扰的影响不可忽略，只考虑等效电流源，忽略等效电压源，预测结果会有较大误差。
图4中，通过比较各阻抗大小关系，可建立如图7所示电机驱动系统的差模、共模干扰等效电路。
图7 电机驱动系统差模、共模干扰等效电路模型
Fig.7 DM and CM EMI equivalent circuits of motor drive systems
图4中，Idms(s)、Vcms(s)分别为式（8）、式（9）计算所得的合成差模、共模干扰源，ZCM(s)为电机共模阻抗。根据图7a、图7b中的等效电路可分别得到Idms(s)至差模干扰电流IDM(s)的传递函数TDM(s)的频域表达式，以及Vcms(s)至共模干扰电流ICM(s)的传递函数TCM(s)的频域表达式。
在得到干扰源及传播路径的频域表达式后，将二者相乘，即可计算得到差模、共模干扰电流的频域表达式IDM(s)及ICM(s)分别为
（10）电机驱动系统的传导干扰流经路径，包括LISN、直流连接电缆、直流电容器、叠层母排、功率模块、负载电机等部件。通常，差模干扰传播路径包括LISN差模阻抗、直流连接电缆差模阻抗和直流电容器等；共模干扰传播路径包括LISN共模阻抗、直流连接电缆共模阻抗和负载电机共模阻抗等。而对于SiC控制器，由于寄生参数导致的振荡不可忽略，且干扰频段更高，对于系统中功率模块内部的电感、母排电感，由高功率集成导致的电容器对地电容等的建模，也不可忽略。
2.1.1 功率模块杂散电感建模
通常在对功率模块杂散参数进行建模时，将模块中的各连接线及端子设置为铜导体材料；而将回路中的各个芯片都设置为导体，对整个模块主回路进行建模，这会导致计算结果的误差；或者将各芯片设置为绝缘体，对各导电部分的杂散参数进行建模[28-29]，然而，该方法未考虑各部分之间的互感，且对于三相全桥模块，各相之间的互感也不可忽略。
本文采用Ansys Q3D软件，对主回路的杂散电感进行准确建模。在功率模块杂散电感进行建模时，去掉不导电的芯片，即去掉上桥臂的MOSFET芯片及下桥臂的Diode芯片，则软件将PN之间的各段导体自动分为如图8所示功率模块单桥臂主回路杂散电感示意图中点画线框中3段不同的导体网络。
图8中，Q1、VD1所构成的高频电流路径为负载电流为正时的电流路径，Q2、VD2所构成的高频电流路径为负载电流为负时的电流路径。由于在功率模块设计时要对各支路进行均流考虑，故两种情况下桥臂主回路的杂散电感参数相差不多。图中，LDj、LSj、LKj、LAj分别为各相漏极、源极、阴极、阳极处的连接电感。各连接电感之间均存在互感，LDSj为LDj与LSj之间的互感：LDAj为LDj与LAj之间的互感；LDKj为LDj与LKj之间的互感；LSKj为LSj与LKj之间的互感；LSAj为LSj与LAj之间的互感；LKAj为LKj与LAj之间的互感。以负载电流为正时的路径为例，根据各端口确定各段导体的源、汇端，在各源端均施加电流激励，采用有限元方法抽取得到各部分的杂散参数。
图8 单桥臂主回路杂散电感示意图
Fig.8 Main loop parasitic inductance diagram of single-leg bridge
在计算得到图8中各部分的杂散电感后，分别对上、下桥臂的合成杂散电感LPj、LNj进行了计算，即
（11）此外，三相桥臂任意两相i与j（i=a, b, c，j =a, b, c，表示A、B、C三相，且i≠j）的PN端子之间的合成互感MPN(ij)可简化为
（12）
式中，MAiAj为i相的LAi与j相的LAj之间的互感，其他与之类似，即MXiYj为i相的LXi与j相的LYj之间的互感。最终得到功率模块杂散电感见表1。
表1 功率模块杂散电感
Tab.1 The power module parasitic inductances
三相电感/nH 自感互感 A相LPa=22.2，LNa=26.0MPN(ab)=8.0 B相LPb=10.8，LNb=11.2MPN(bc)=8.0 C相LPc=26.4，LNc=21.0MPN(ac)=9.1
2.1.2 SiC功率模块对地电容建模
SiC功率模块的对地电容Cpt是绝缘基板的上表面覆铜板与铜底板之间的电容，其对共模干扰的影响不可忽略。采用阻抗分析仪对功率模块总的对地电容进行了测试[30]，测试结果为Cpt=2.05nF。控制器中所采用的功率模块为三相全桥功率模块，在一个功率模块中共6只功率管，则各功率管对地电容为Cp=Cpt/6=0.34nF。
2.2.1 电容器组件差模等效电路建模
叠层母排是将电容器、功率模块连接起来的互连结构，其杂散电感对于EMI的影响不可忽略。在SiC控制器中，为提高功率密度，直接将叠层母排与多只相互并联的电容芯子连接组成电容器组件。所连接的电容芯子为金属膜卷绕式芯，可将其视为平行板电容，电容器组件的差模等效电路如图9 所示。
图9 电容器组件差模等效电路
Fig.9 DM equivalent circuit of the combined capacitor
图9中，等效电容Cdc=qCplate，等效电阻Rdc=Rt+ Rplate/q，等效电感Ldc=Lt。其中q为母排所连接的并联电容芯子的个数，Cplate、Rplate分别为单只电容芯子等效电容、等效电阻。
母排结构如图10a所示，包括正、负层铜排，中间层聚对苯二甲酸乙二醇酯（PET）膜。采用Ansys Q3D软件，类似于对主回路杂散电感进行准确建模的方法，对其杂散电感进行了准确建模。设定母排与功率模块连接的正、负端口分别为源端；设定母排与电容器连接的正、负端口分别为汇端[31]，在各源端施加电流激励，抽取了母排的杂散参数，得到其等效电路如图10b所示。
图10 母排结构图及其杂散电感等效电路
Fig.10 Busbar structure and equivalent circuit diagram of its parasitic inductances
在图10b中，圆点表示同名端。抽取所得到的杂散电感参数为2×2矩阵，母排杂散电感参数见表2。
表2 母排杂散电感参数
Tab.2 List of busbar parasitic inductances
参 数数值/nH LP20.667 LPN12.27 LN20.926
母排的等效合成杂散电感Lt为
（13）式中，LPN为LP与LN之间的互感。根据式（13）可得母排等效合成杂散电感Lt=17.053nH。同理，可得母排等效合成电阻Rt=0.25mW。
根据本文控制器所采用的电容芯子几何、材料等参数[32]，计算得到其等效电容、等效电阻值，且电容器组件共8只电容器并联，最终计算可得：Cdc= 700mF，Rdc=0.33mW，Ldc=17.46nH。通过阻抗分析仪，在控制器直流正负端口测试得到电容器组件的差模实测阻抗，验证了电容器组件差模等效电路模型的正确性。
2.2.2 电容器组件对地电容建模
由于SiC控制器具有功率密度高的特点，控制器内部高功率密度集成，电容器组件的对地电容不可忽略。通过阻抗分析仪测试得到电容器组件的对地电容Cb约为350pF。
2.3.1 负载电机共模阻抗建模
根据文献[33]所提出的谐振单元拟合的方法，用一个多级RLC，且各相之间存在耦合的电路对电机的共模阻抗进行建模。采用Agilent E4990A阻抗分析仪，将电机的三根交流线缆捏在一起，测试其与电机壳之间的阻抗即为电机的共模阻抗。
图11所示为负载电机共模阻抗仿真与实测值的对比。由实测曲线可知，在所测频段（10kHz～30MHz）内，共模阻抗有2个波谷，因此采用串联二阶RLC等效电路进行拟合。
负载电机共模阻抗等效电路如图12所示，假设每一阶的电感值均远小于下一阶的，即LC1
LC2。
最终计算得到的电机共模阻抗等效电路参数见表3。
2.3.2 直流连接电缆建模
LISN与逆变器之间的直流连接电缆对于预测系统高频段的电磁干扰频谱不可忽略。为了对系统高频段的电磁干扰进行准确预测，需要对其杂散电感Lcable进行准确建模。
图11 负载电机共模阻抗仿真与实测值对比
Fig.11 Comparison of simulated and measured load motor CM impedances
图12 负载电机共模阻抗等效电路
Fig.12 Load motor CM impedance equivalent circuit model
表3 电机共模等效电路参数
Tab.3 Parameter values of motor CM equivalent circuit
参 数数 值 LC1/mH2.64 CC1/nF0.75 RC1/W1402 LC2/mH36.1 CC2/nF0.24 RC2/W735
连接电缆内部及外部都存在磁场，因此电感Lcable分为内部电感Lin及外部电感Lout，可分别定义为
（14）式中，
、
分别为导线内部和外部的总磁通量；I为导线中的电流。
若直流电缆长l远大于导体金属横截面半径r，则圆柱导体内部电感、外部电感的计算公式[34-35]可分别表示为
（15）
（16）
式中，mr1为导体缆心磁导率，对于非铁磁材料，mr1≈m0，m0为真空中的磁导率，m0=4p×10-7H/m；mr2为空气中的磁导率，mr2≈m0；d 为趋肤深度。由于导体的趋肤效应，随着频率升高，趋肤深度减小，在电磁干扰分析频段，电缆电感约等于其外电感，即Lcable≈Lout。
本文中所采用的直流电缆，l≈0.6m, r≈8mm，由式（16），计算得到其杂散电感值Lcable≈0.48mH。通过阻抗分析仪测量，验证了以上计算结果。
电机驱动系统实测照片如图13所示，其中被测电机采用转矩环控制，负载电机采用转速环控制，均采用空间矢量脉宽调制（Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM）方式。
图13 电机驱动系统实测照片
1—LISN 2—EMI接收机 3—电机控制器 4—电机 5—宽带电流探头
Fig.13 Experimental layout of the test equipment
实验装置中，示波器采用Tektronix DPO4054B，测量带宽为500MHz，配置了600V/100MHz的电压探头。电流探头采用A. H.公司的宽带电流探头BCP-620，带宽为10kHz～500MHz。
在基波频率为50Hz，开关频率为7.5kHz，直流母线电压为200V，负载电流幅值为35A时进行系统的干扰源验证，仿真与实测相电压波形对比如图14所示。
图14 仿真与实测相电压波形对比
Fig.14 Comparison of simulated and measured phase voltage waveforms
由图14可知，仿真相电压波形的幅值尖峰为220V，实测相电压波形幅值尖峰为225V，幅值误差约为2%，仿真与实测相电压的关断、开通波形基本可以对应。
仿真与实测功率模块单桥臂电流波形的对比如图15所示。由图15可以看出，一个基波周期的功率模块单桥臂电流仿真与实测波形基本可以对应，仿真电流幅值尖峰为60A，实测电流幅值尖峰为63.5A，幅值误差约为5.8%，且仿真与实测功率模块单桥臂电流关断、开通波形基本可以对应。
图15 仿真与实测单桥臂电流波形对比
Fig.15 Comparison of simulated and measured current waveforms of single-leg bridge
在进行系统EMI测试实验时，系统的运行条件见表4。
表4 系统运行条件
Tab.4 System operating conditions
参 数数 值 开关频率fs/kHz30 电机转速(6对极)/(r/min)1 000 基波频率f0/Hz100 负载电流幅值Im/A100 直流电压Vdc/V260
在LISN与逆变器连接侧通过电流探头测试差模、共模干扰电流。差模干扰的测试原理如图16a所示，正负线中一根直接穿过探头，另一根绕制后再穿过探头，测试结果为2IDM。共模干扰的测试原理如图16b所示，正负线同时穿过电流探头，测试结果为ICM[36]。
图16 电流探头干扰测试原理
Fig.16 EMI measurement schematic by the current probe
图16中，Idc+、Idc-分别为图1中所示流经正、负直流母线的电流。根据本文的建模方法，计算得到LISN侧差模、共模干扰电流频谱后，为了与实测结果进行对比，需要采用EMI接收机模拟算法对计算结果进行处理，EMI接收机的工作流程如图17所示[37]。
图17 EMI接收机工作流程
Fig.17 Work flow chart of the EMI receiver
处理后的差模、共模干扰频谱，再进行电流探头与衰减器的补偿，即可与EMI接收机的实测频谱进行对比。采用传统只考虑等效电流源时的计算与实测差模干扰频谱的对比如图18a所示，采用本文所提出方法的计算与实测差模干扰频谱对比如图18b所示。
图18 不同方法计算与实测差模干扰频谱对比
Fig.18 Comparison of calculated DM EMI spectra by different methods and measured results
采用传统只考虑等效电压源时的计算与实测共模干扰频谱的对比如图19a所示，采用本文方法所提出方法的计算与实测共模干扰频谱的对比如图19b所示。
由图18、图19可知，差模、共模干扰频谱在4.5MHz、10.1MHz等频率处产生了谐振，这是由于电路中存在寄生参数。若忽略寄生参数，会导致干扰预测频谱与实测结果有较大的误差。
图19 不同方法计算与实测共模干扰频谱对比
Fig.19 Comparison of calculated CM EMI spectra by different methods and measured results
对比图18a、图18b可知，对于差模干扰，若仅计算等效电流源激励下的干扰电流，即只考虑负载电流对差模干扰的影响时，计算与实测频谱在4.5～30MHz的频率范围内存在20dB左右的误差。而计算等效电压源及等效电流源共同驱动下的差模干扰电流，则在150kHz～30MHz的频率范围内，与实测频谱相比，误差小于10dB。因此在中高频段（4.5～30MHz），差模干扰水平不仅与负载电流相关，而且受到功率器件开关瞬态电压变化率的影响。
对比图19a、图19b可知，对于共模干扰，无论是仅计算等效电压源产生的干扰电流，还是同时考虑等效电压源、电流源产生的干扰电流，所得到的计算结果是一致的，相对于实测结果的误差都在10dB范围内。因此，在150kHz～30MHz频段，全SiC控制器直流端口的共模干扰水平受负载电流影响较小，而受供电电压及开关瞬态功率器件电压变化速率的影响更为显著。
SiC MOSFET器件较高的dv/dt，di/dt，在电机驱动系统电路杂散电感及器件输出电容的影响下，产生了不可忽略的振荡，基于梯形波等效干扰源的EMI电路模型不再适用，本文将全SiC逆变电路中功率开关器件用等效电压源（或等效电流源）、极间电容和寄生电感构成的电气网络替代，基于这一网络构建了同时包含等效电压源、等效电流源的全SiC电机驱动系统线性电路，并计算了电机控制器直流端口的差模、共模干扰电流频谱。通过与实测结果对比，不仅证明了所述等效和干扰计算方法的正确性，而且得到了以下结论：
1）对于全SiC逆变器，在中低频段（150kHz～4.5MHz），差模干扰的幅度由逆变器负载电流决定，可以等效为电流源激励下的差模干扰传输路径网络，在中高频段（4.5～30MHz），差模干扰水平不仅与负载电流相关，而且受到功率器件开关瞬态电压变化率的影响。
2）与差模干扰不同，全SiC控制器直流端口在150kHz～30MHz频段的共模干扰水平受负载电流影响较小，而受供电电压的影响更为显著。
3）基于上述结论1）、2），在计算全SiC逆变器传导干扰时，对于差模干扰，需要分别计算开关器件电流和电压产生的干扰，再合成得到直流端口的差模干扰，对于共模干扰，只需计算开关器件电压激励下的干扰水平。
4）此外，SiC逆变器在10MHz附近存在一个干扰峰值频率，该干扰峰值反映了电压、电流变化快速激励下，线路寄生电感与SiC MOSFET极间电容谐振产生的高频电压、电流振荡。
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Modeling and Prediction of Electromagnetic Interference in SiC Motor Drive Systems
Abstract In SiC power device based motor drive systems, due to high dv/dt and di/dt of SiC devices, non-ignorable oscillations are produced, thus the traditional conducted EMI circuit models are no longer suitable. In this paper, a new conducted EMI equivalent circuit modeling and prediction method of the SiC motor drive system is proposed. Firstly, a linear time-invariant equivalent circuit model of the SiC motor drive system was built by taking the effects of circuit parasitic parameters into account. It is proved that, to accurately predict the system conducted EMI level, both EMI produced by power device current and voltage as EMI sources must be calculated. Then, the differential-mode (DM) and common-mode (CM) EMI equivalent circuits were built. After that, each component equivalent circuit was built, and the parameters were calculated based on the tested motor drive system. Finally, EMI level at the power port was predicted based on the equivalent circuits. The calculation results were compared with the experimental results, which verified the built model. Moreover, it is proved that the proposed method improves the accuracy of DM EMI calculation in high frequency range.
keywords：SiC, motor drive system, electromagnetic interference (EMI), equivalent circuit model
中图分类号：TM921.51
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.191253
国家重点研发计划资助项目（2016YFB0100700）。
收稿日期 2019-09-27
改稿日期 2019-10-11
段卓琳 女，1990年生，博士，研究方向为电机驱动系统电磁兼容性能，包括传导电磁干扰机理分析等。E-mail: powerdzl@126.com
张 栋 男，1984年生，副研究员，研究方向为电力电子装置电磁兼容性能。E-mail: zhangdong@mail.iee.ac.cn（通信作者）
（编辑 陈 诚）