0 引言
近年来，单位功率因数、高功率密度、低成本、结构简单、适用于中高压场合的单向混合三相电压型整流器（Unidirectional Hybrid Three-Phase Voltage Source Rectifier, UHTPVSR）成为国内外学者研究的热点。UHTPVSR 由线电压换相变流器（Line-Commuted Converter, LCC）和自换相变流器（Self-Commuted Converter, SCC）并联构成[1-9]。采用的LCC 是将三相不可控整流器与结构对称的Boost 电路级联构成三相单开关 Boost 整流器（Single-Switch Three-Phase Boost Rectifier, SSTPBR）；SCC采用不同拓扑结构双向开关构成的VIENNA 整流器或多电平PWM 整流器。UHTPVSR 可灵活分配两并联整流器之间的能量配比，达到优化系统能效的目的。调整这两种并联整流器的运行频率及功率配比，可减小UHTPVSR 系统的整体损耗。SSTPBR 开关器件少，以低频、大功率方式运行；VIENNA 整流器或PWM 整流器开关器件相对较多，以高频、小功率方式运行[9]。因此，混合整流器具有高效、大功率、高功率密度等特性，适用于远程通信、X-射线、航空航天、新能源发电等领域，并能有效提高系统成本效益。
文献[1-9]中的UHTPVSR 拓扑结构在能效、功率密度、容量等方面拥有优势，但在不控整流自然换流点处，合成的交流总输入电流存在电流尖峰的问题；两并联整流器的电流跟踪精度不高，交流电流正弦度低，总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion, THD）高。文献[10]采用电流滞环跟踪控制方法，电流跟踪速度快、精度高，但开关频率不恒定，实际应用中会增大开关损耗，易产生噪声。UHTPVSR 中通常采用VIENNA 整流器，其控制方法目前有无差拍预测直接功率控制[11]及负载电流前馈比例谐振控制[12]，然而这些算法针对的是正弦交流电流，UHTPVSR 的VIENNA 整流器输入电流为非正弦交流量。文献[13]全面分析了现有UHTPVSR 性能，提出SSTPBR 中Boost 电路采用不能有突变的电流作为指令电流，避免交流输入电流的畸变，同时提出利用无源控制方法提高电流跟踪速度。文献[14-17]采用传统无源控制方法，从能量角度分析系统的耗散性、无源性，推导控制律以实现变量间解耦及电流跟踪控制。传统无源控制方法以注入线性定阻尼的方式跟踪指令电流，而对于混合整流器中不规则、非正弦指令电流波形的跟踪会产生较大误差，易造成交流电流THD 高，而且交流总输入电流存在电流尖峰的问题，这些因素影响UHTPVSR 进一步推广应用。
针对现有UHTPVSR 拓扑结构，分析产生电流尖峰的原因，提出在SSTPBR 交流侧增设补偿电感器的改进电路，用于削弱两并联整流器在自然换流点合成处形成的电流尖峰，抑制电磁干扰。针对目前应用于UHTPVSR 的传统无源控制算法跟踪精度低、合成电流误差大的问题，基于欧拉-拉格朗日（Euler-Lagrange, EL）数学模型，提出一种满足特定约束的非线性虚拟阻尼注入的无源电流控制策略，包括调制比约束的非线性虚拟阻尼注入的 T 型VIENNA 整流器无源电流控制策略，以及占空比约束的非线性虚拟阻尼注入的SSTPBR 电流反馈型无源控制策略。提出的改进UHTPVSR 拓扑结构及电流跟踪控制策略，抑制了电流尖峰，提高了电流跟踪精度及电流波形质量。仿真和实验结果证明了所提出的改进电路及控制策略的有效性。
1 UHTPVSR 工作原理及新型拓扑结构
1.1 UHTPVSR 工作原理
UHTPVSR 拓扑结构一般由 SSTPBR 电路与VIENNA 整流器或PWM 整流器电路并联组成，如图1 所示。UHTPVSR 的交流输入电流为SSTPBR与VIENNA 整流器或PWM 整流器并联输入电流的叠加，即izj+ivj=ij，(j=a,b,c)，izj 为SSTPBR 整流器输入电流，ivj 为VIENNA 整流器或PWM 整流器输入电流，ij 为混合整流器总输入电流。
图1 UHTPVSR 组成
Fig.1 Composition of UHTPVSR
以UHTPVSR 中任意一相电流为例，说明整流器电流间相互关系，电流波形如图2 所示。若图2a中SSTPBR 输入的电流为平顶波，图2b 为VIENNA整流器或PWM 整流器输入的电流波形，两整流器电流叠加得到UHTPVSR 频率为工频50Hz 的正弦交流总输入电流如图2c 所示。
图2 UHTPVSR 输入电流波形
Fig.2 Input current waveform of UHTPVSR
图2 为期望的各输入电流波形，总输入电流在自然换流点处无尖峰，且波形光滑、正弦度高。而现行UHTPVSR 电路结构中，SSTPBR 在自然换流点处存在较大的di/dt，如图3a 所示，会引起合成电流在该处形成电流尖峰，如图3b 所示。两并联整流器输入电流无论是在abc 坐标系、αβ 坐标系还是dq 坐标系下，电流分量均为非正弦周期变化的信号。若电流跟踪精度不高，会引起电流合成失配，产生较大间隙，造成电流正弦度低，畸变率高，如图3c 所示。
图3 现行UHTPVSR 中SSTPBR 输入和总输入电流波形
Fig.3 Input current waveforms of current SSTPBR and UHTPVSR
由图3 可以看出，UHTPVSR 电路自身拓扑结构及电流跟踪控制方法均影响交流总输入电流质量。对此，本文提出改进型 UHTPVSR（Improved UHTPVSR, IUHTPVSR）拓扑结构以及非线性虚拟阻尼注入的无源电流控制策略，抑制交流输入电流尖峰，提高交流电流正弦度，降低畸变率。
图4 改进型三电平T 型单向混合整流器
Fig.4 Improved three-level unidirectional T-type hybrid rectifier
1.2 IUHTPVSR 拓扑结构
为减小SSTPBR 输入电流的di/dt，在SSTPBR电路的交流输入端增设补偿电感器Lz。本文并联的VIENNA 整流器或PWM 整流器采用三电平单向T型VIENNA 整流器，简称T 型VIENNA 整流器。由T 型VIENNA 整流器构成的IUHTPVSR 如图4所示。T 型VIENNA 整流器拓扑结构中的T 型中点支路通常采用可双向导通的开关，一般为两个功率开关器件反向串联的结构。考虑到中点支路安全冗余问题，为使器件损坏易于准确查找和替换，本文采用功率开关器件反向并联结构模式。
混合整流器输入电流关系为 ij=izj+ivj。由于SSTPBR 和T 型VIENNA 整流器电路结构不同，输入电流变化率亦不同。例如在工频周期的π/6 自然换流点处，SSTPBR 的整流二极管换相导通，电流急剧增大（d|izj|/dt 很大，图3a 所示），而T 型VIENNA整流器在此自然换流点处电流下降，因电路中有输入电感Lv，会使输入电流ivj 变化相对缓慢（d|ivj|/dt较小）。在换流Δt 时间段内，Δizj+Δivj≠0，izj+ivj＞
（
为j 相期望的总输入电流，当dizj/dt＜0 换流点处izj+ivj＜
），两路电流叠加固然会产生尖峰，这种电流尖峰易造成电磁干扰，较大的尖峰会导致UHTPVSR 总输入电流THD 增大。因此，IUHTPVSR拓扑结构在原SSTPBR 电路的交流输入端增设补偿电感器Lz，降低整流二极管自然换流时izj的变化率，使SSTPBR 和T 型VIENNA 整流器的两路输入电流在换流点合成处对称，即Δizj+Δivj=0，以抑制电流尖峰的产生。
SSTPBR 和T 型VIENNA 整流器在自然换流点处输入的三相交流电流波形具有相似性，可任选其中一个换流点分析补偿电感器的电感取值范围，此处以a、c 相为正时的自然换流点为例进行分析。
在c 相自然换流到a 相时，由于SSTPBR 交流侧增设了补偿电感器，在Δt 时间段内，a 相电流逐渐增加，c 相电流逐渐减小，且 Δiza+Δizc=0，iza+izc=iBoost，iBoost 为自然换流点SSTPBR 中的Boost电路电流，期望电流为Im/2（Im 为UHTPVSR 期望交流总输入电流幅值）。利用自然换流点电压回路方程，推导出换流时间段Δt 内a、b 相间电压方程
式中，U 为交流电压有效值；
此处T 型VIENNA 整流器a 相给定电流逐渐减小，要求在同样的Δt 时间内，电流下降到零。鉴于T 型VIENNA 整流器开关频率较高，考虑单开关周期电流降为零和若干开关周期电流降为零两种情况。此时，不论单开关周期还是多开关周期，功率器件驱动信号的占空比Dva 均较小。
通过单开关周期与多开关周期下T 型VIENNA整流器的电压回路方程，推导得到Δt 时间段内的电流降。在单开关周期电流降为零时，Δiva 表达式为
式中， uO′N 、 uON 分别为功率开关器件在导通、关断时的共模电压。分别将式（2）、式（3）与式（1）代入Δiza+Δiva=0，经推导，单开关周期电流降为零时的补偿电感器电感取值范围为
多开关周期电流降为零时的补偿电感器电感取值范围为
式中，一般Dva＜15%。
2 混合整流器无源电流跟踪控制策略
2.1 T 型VIENNA 整流器数学模型及控制策略
2.1.1 T 型VIENNA 整流器数学模型
IUHTPVSR 整流器中的T 型VIENNA 整流器电路拓扑及其等效电路如图5 所示。
图5 T 型VIENNA 整流器电路结构
Fig.5 Structure of T type VIENNA rectifier
图5 中Sj(j=a, b, c)为双向开关，当开关导通时，Sj=1；当开关关断时，Sj=0。假设三相电源为平衡正弦电压，理想开关管无延时、无损耗，直流侧电容器无等效电阻，滤波电抗器为线性电感，电阻为整流器等效电阻。根据图5b 等效电路，建立T 型VIENNA 整流器数学模型为
式中，s ign ( x )为符号函数，当x≥0 时，sign(x)=1，当x＜0 时，sign(x)=-1；Δ uDC为电容器C1 和电容器C2 电压之差， Δ u D C = uC 1 - uC2。定义新的开关函
利用等量旋转变换矩阵得到dq 坐标系下T 型VIENNA 整流器的数学模型为
式中，dd、dq、d0 分别为开关函数在d、q、0 轴上的分量；id、iq 分别为T 型VIENNA 整流器三相交流电流在d、q 轴上的分量；ud、uq 分别为T 型VIENNA整流器三相交流电压在d、q 轴上的分量；δ=
。
2.1.2 基于EL 模型的传统无源电流控制策略
根据T 型VIENNA 整流器数学模型（7），可得EL 模型为
其中
式中，ud=Um(交流电源相电压幅值)；uq=0；MV 为正定对角阵；JV 为反对称矩阵，JV=-JVT，该矩阵反映系统状态变量间相互耦合；RV 为对称正定矩阵，反映系统耗散特性； Vu 为外部控制输入。可见，整流器是非线性耦合的。
若HV(x)=(1/2)xTMVx 为整流器的总存储能量，将能量HV(x)对时间求导得
式中，xTJVx=0。
若将式（9）两边对时间积分，整流器的存储能量等于外部供给能量减去耗散能量，具有该结构特征的系统为无源性[17]。
考虑系统误差能量存储函数为
式中，xve=x-x*，x*为期望状态矢量。
误差能量对时间的导数为
欲使 
(x)快速收敛到零，需要注入虚拟阻尼RA，RA=diag(Ra,Ra,2/(3Ra),1/(3Ra)), Ra＞0。将式（12）两边同时加RAxve，并令RVA=RV+RA，综合式（11）和式（12）可得
x )收敛速度与RVA 有关。
将式（14）矩阵方程展开，取方程组中关于电感电压方程，令udc,d=dd uDC/2，udc,q=dq uDC/2，则
式中，Rv 为整流器等效阻尼；Ra 为注入的固定虚拟阻尼。式（15）为无源控制的电压调制方程。
2.1.3 基于EL 型的新无源电流控制策略
将电压调制方程式（15）代入式（7），可得
以电流误差xve 为变量，由式（16）得到方程组通式为 x˙ v e =-kxve ，k=(Rv+Ra)/Lv，两边同乘以xve，得
因此，对于给定为恒定的电流分量，采用已知整流器等效电阻Rv 的EL 型无源控制律式（14），可以实现状态变量间解耦及电流跟踪无静差，跟踪速度由注入虚拟阻尼大小决定。然而，这种电流跟踪无静差需要精确地估计系统等效电阻Rv。在线性工作范围内注入虚拟阻尼参量Ra 越大收敛速度越快，但过大的虚拟阻尼会进入非线性工作范围，影响系统稳定性。
若无源控制律式（14）中，无估算的整流器等效电阻，仍采用注入固定虚拟阻尼Ra 的控制方式，代入EL 模型（8），展开矩阵方程，得到电流控制方程组为
以电流误差xve 为变量，则由式（18）得到
式中，k=Ra/Lv；r0(t)可认为是一个包括系统外部扰动的变量。式（20）为电流反馈控制方程，若使误差变量在扰动作用下，尽可能收敛到零，对方程两边乘xve，得
电流跟踪稳态误差或静差范围与|r0(xve,t)|成正比，与k 成反比；收敛速度以近似k 的指数次幂衰减。增大k 相当于提高注入虚拟阻尼参量，这样可提高稳态精度和动态响应速度。但较高的虚拟阻尼系数Ra，超出了线性范围，易导致PWM 调制比增大，引起过调制等其他复杂的非线性现象；若引入积分反馈也会带来控制量饱和，产生非线性，系统变迟钝，易产生振荡[18]，影响电流跟踪控制精度。如果跟踪给定为非正弦周期信号，注入固定虚拟阻尼的电流跟踪能力有限。将注入固定虚拟阻尼的无源控制律改进为非线性虚拟阻尼注入的无源控制律，即
式中，ui 为状态变量误差的非线性控制矩阵函数；0＜α＜1。同样将改进的无源控制律（22）代入EL数学模型（8），并展开得
式中，r0(t)为对系统的外部扰动。
式（26）两边乘以|xve|αsign (xve)得
可见，与线性控制相比，非线性控制的幂α 减小就能以数个数量级的方式减小稳态误差。因此，当k 超过扰动|r0(t)|的作用范围，在0＜α＜1 的情况下，相当于可变阻尼注入的非线性电流控制稳态误差远小于定阻尼注入的线性电流控制稳态误差。从收敛速度、抑制扰动能力来看，非线性虚拟阻尼注入的电流控制比注入固定虚拟阻尼控制的指数次幂误差衰减效率更高，幂次大的控制不如幂次小的控制，增大误差控制增益的效率不如减小幂次的效率高[18]。
利用非线性电流控制的电压调制方程为
式中，m 为调制比，取值范围通常为0＜m＜1，若m＞1 则为过调制，会影响电流跟踪精度及稳定性，因此需要限制电流反馈控制量 ui ，满足调制比m 的取值范围。在非线性电流控制量中加入限幅，防止出现过调制。
式中，sat( x) 为饱和函数，x≥0 时，sat(x)=hlim+，x＜0 时，sat(x)= hlim－，hlim+、hlim－分别为饱和函数输出上、下限幅值，设定电流反馈控制量的范围。
2.2 SSTPBR 数学模型及控制策略
2.2.1 SSTPBR 的数学模型
IUHTPVSR 整流器中SSTPBR 变换电路拓扑结构如图6 所示，uPN 为三相不可控整流器输出电压，也是级联Boost 电路输入电压，uDC 为Boost 输出电压，iL 为Boost 电路中流经电感器Lb 的电流。将电感器、电容器、二极管都视为理想元件，功率开关器件视为理想开关，功率开关PWM 占空比设为uG。将SSTPBR 变换器中Boost 电路列出电压、电流回路动态方程为
式中，C 为C1 和C2 电容器串联等效电容。
图6 SSTPBR 拓扑结构
Fig.6 Toplogical structure of SSTPBR
2.2.2 SSTPBR 变换器EL 模型新无源电流控制策略
由式（32）可得SSTPBR 中Boost 型DC-DC 变换器EL 模型为
根据 J b =-
可知，Boost 型DC-DC 变换器具有EL 方程无源属性。同样，按照传统无源控制方法得到控制律为
式中，xbe 为加速误差能量收敛速度，xbe=xb-
；注入定虚拟阻尼矩阵Rba=diag{rba1,1/rba2}(rbai＞0,i=1,2)。为了反映电流控制性能，将无源控制律式（34）矩阵方程展开，可得
将式（35）代入式（32）中的电感电压回路方程，得
式中，k=rba1/(2Lb)，同样等式两边乘以xbe，得
电流跟踪稳态误差为零，误差是以e－kt 的速度衰减。
采用非线性虚拟阻尼注入的无源控制律为
式中，ug为状态变量误差的非线性控制矩阵函数；0＜α＜1。
将矩阵式（39）展开，可得
同样将式（41）代入电感电压回路方程式（32），得
由上述分析可见，尽管线性阻尼注入与非线性阻尼注入的电流反馈控制可以达到同样的零电流稳态误差，但在误差衰减特性方面，0＜α＜1 时非线性控制的电流误差以有限时间衰减到零，而线性控制的电流误差是以e－kt 的速度衰减，其瞬态误差比非线性控制的要大。
在不需要实时检测Boost 电路输入电压和直流侧输出电压的情况下，误差电流的非线性控制量为
式中，uG0 为平均占空比，可提高初始时的电流跟踪速度。控制量ug 与幅值为1 的三角波比较得到驱动功率开关Sb 的PWM 信号。ug 需满足占空比约束，因此，当x≥1 时，饱和函数输出限幅值为sat( x) =1；当x＜0 时，sat(x)=0。
IUHTPVSR 整流器控制采用了电压、电流双闭环控制方法，电流内环采用上述非线性虚拟阻尼注入的无源电流控制策略，电压外环采用传统PI 控制。鉴于文献[19-21]空间电压矢量PWM 调制方法及中点电位平衡控制方法，提出混合式过零钳位SVPWM 调制方法以及冗余小矢量占空比调整方法，实现VIENNA 整流器输入电流过零无迟滞与跳变现象，并达到IUHTPVSR 直流侧中点电位平衡。IUHTPVSR 整流器控制框图如图7 所示。
图7 IUHTPVSR 控制框图
Fig.7 Control block diagram of IUHTPVSR
3 仿真及实验
3.1 仿真结果及分析
为了验证IUHTPVSR 整流器拓扑结构及所提出的电流跟踪控制策略的可行性，在 Matlab/Simulink 仿真环境下，搭建了IUHTPVSR 整流器电路模型。仿真参数：电源线电压为UN=34V，直流侧期望输出电压 uDC=80V，直流侧串联电容器C1=C2=1mF，T 型VIENNA 整流器交流侧电感器Lv=2mH，SSTPBR 中升压电感器Lb=20mH，交流侧补偿电感器Lz=30µH，T 型VIENNA 整流器的开关频率 fV = 20kHz ，SSTPBR 整流器的开关频率fboost=5kHz。
图8 两并联整流器期望输入交流电流波形
Fig.8 Desired AC input current of two parallel rectifiers
IUHTPVSR 以a 相电流为例，SSTPBR 期望输入的交流电流波形和T 型VIENNA 整流器期望输入的交流电流波形分别如图8a、图8b 所示。SSTPBR 中Boost 电路的期望电流
和经跟踪控制得到的Boost 电路电流iL，以及跟踪控制电流iL在SSTPBR 交流侧的输入电流波形，如图9 所示。
图9 SSTPBR 电流跟踪控制波形
Fig.9 Current tracking controlled waveform of SSTPBR
由图9 可以看出，阻尼系数相同的情况下，线性定阻尼控制方法的电流误差较大，非线性阻尼控制方法的电流跟踪精度较高，而且能以较小的阻尼系数达到比更大阻尼系数的线性控制方法更好的跟踪效果。
在dq 坐标系下，以T 型VIENNA 整流器输入电流id 为例说明电流跟踪控制性能，如图10 所示。图10a 为定虚拟阻尼注入的无源电流控制方法，阻尼系数Ra=30。图10b 为非线性虚拟阻尼注入的无源电流控制方法，阻尼系数同样为Ra=30，α=0.06。比较图10a 和图10b 可以看出，非线性阻尼控制的电流id 比线性阻尼控制的电流跟踪误差更小。
图10 T 型VIENNA 整流器id 轴电流跟踪控制波形
Fig.10 Current tracking control waveform of T type VIENNA rectifier on id axis
图11 IUHTPVSR 传统无源电流控制总输入电流
Fig.11 Total input current of IUHTPVSR controlled by linear passivity-based current control
IUHTPVSR 采用传统定阻尼无源控制方法得到交流总输入电流波形如图11 所示。图11a 为T 型VIENNA 整流器电流id 跟踪控制，采用Ra=30；SSTPBR 中Boost 电路电流iL跟踪控制，采用rba1=28，总输入电流ia 与幅值为1 的期望电流
产生了0.5A的偏差。在图11a 参数基础上，优化阻尼系数分别为Ra=45，rba1=800 时的总输入电流波形如图11b 所示，与幅值为1A 的期望电流产生0.25A 的偏差，波形正弦度不高。
由图11 可见，采用定阻尼无源电流控制，在优化阻尼系数情况下的电流跟踪波形质量欠佳。若采用较大的阻尼参量，易超出线性控制范围，影响系统稳定性。
采用非线性虚拟阻尼注入的无源电流控制方法得到的交流总输入电流波形如图12 所示。图12a为 IUHTPVSR 整流器的总输入电流 ia，T 型VIENNA 整流器电流id 跟踪控制，采用Ra=30，α=0.06；SSTPBR 中Boost 电路电流iL 跟踪控制，rba1=28，α=0.25。图12b 为同样算法，同样控制参数时，应用于现有UHTPVSR 得到的交流总输入电流ia 波形。
图12 基于新无源电流控制的IUHIPVSR 和现有UHIPVSR 总输入电流波形
Fig.12 Total input current waveforms of IUHIPVSR and current UHIPVSR based on new passivity-based current control
为提高IUHTPVSR 整流器工作效率，减小系统损耗，针对不同电路拓扑及器件性能，调整并联整流器间的功率配比，可以优化IUHTPVSR 运行效率[22]。在两并联整流器间形成不同的电流波形组合，可得到不同功率配比。列举两种不同组合的电流，均运用非线性虚拟阻尼注入的无源电流控制策略得到如图 13a 所示的电流波形。这两种组合电流在自然换流点处波形均是对称的，如图13b 所示。IUHTPVSR 的总输入交流电流如图13c所示。
图13 基于新无源电流控制IUHTPVSR 输入电流波形
Fig.13 Input current waveforms of IUHTPVSR based on new passivity-based current control
通过上述仿真结果对比，说明非线性虚拟阻尼注入比线性定阻尼注入的无源电流控制方法跟踪性能更优，交流总输入电流的正弦度好，谐波畸变率低，同时也证明了IUHPVSR 能有效抑制电流尖峰，提高了现行UHPVSR 的性能。
3.2 物理实验验证结果及分析
以TMS320F28335 为控制核心搭建系统硬件电路，采用开关器件C2M008012、C3D20060D 及功率模块 2MBI75U4A，研制了额定功率为 10kW 的IUHTPVSR 实验装置如图14 所示。IUHTPVSR 原理样机参数见表1。
IUHTPVSR 实验装置运用本文提出的无源电流控制策略，得到混合整流器总输入电流、T 型VIENNA 整流器输入电流、SSTPBR 输入电流及其与对应相电压的波形关系如图15 所示。
图14 IUHTPVSR 实验系统装置
Fig.14 Experimental system device of IUHTPVSR
表1 IUHTPVSR 原理样机参数
Tab.1 The parameters of IUHTPVSR principle prototype
?
SSTPBR 的Boost 电路电流分别为平顶波、圆弧波时，以a 相为例，各路输入电流与a 相电压波形的关系分别如图15a、图15b 所示。测试总输入电流THD 小于2%，其中SSTPBR 的Boost 电路电流为平顶波形时总输入电流THD 为1.7%，为圆弧波形的总输入电流THD 为1.9%，功率因数均为0.99。从实验波形可以看出，两并联整流器输入电流的波形匹配度较高，合成的总输入电流无尖峰、THD 低、功率因数高，说明电流跟踪控制精度较高。同时也可看出总输入电流波形相同，在具有相同输入功率的情况下，可以改变两并联整流器输入电流波形，不同电流波形的组合会引起不同功率配比，导致IUHTPVSR 的功率损耗各不相同。由此说明，IUHTPVSR 可以通过调节功率配比的方式优化工作效率，提高功率密度。
图15 基于新无源电流控制的两种电流组合IUHTPVSR 各输入电流与电压波形
Fig.15 The input current and voltage waveforms of the IUHTPVSR based on new passivity-based current control for two kinds of current combinations
4 结论
在分析现行UHTPVSR 的基础上，提出SSTPBR的交流侧增设补偿电感器抑制自然换流点处存在的电流尖峰。基于IUHTPVSR 的EL 数学模型基础上，针对T 型VIENNA 整流器，提出在dq 坐标系下符合调制比约束的非线性虚拟阻尼注入的无源电流控制策略；针对SSTPBR 整流器，提出满足占空比约束的非线性虚拟阻尼注入的电流反馈型无源控制策略。利用Matlab/Simulink 仿真验证了控制策略的可行性和正确性。进一步研制了实验原理样机，实验结果表明，IUHTPVSR 交流输入电流控制精度高，THD 较低，无电流尖峰，功率因数接近1，证明了IUHTPVSR 电路及本文所提无源电流控制策略的可行性和有效性，为IUHTPVSR 今后的推广应用奠定基础。新无源电流控制策略除了应用于整流器之外，还可用于新能源发电中逆变器的电流控制，且适用于多种不规则、非正弦电流信号的跟踪控制。
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