摘要 针对传统故障限流器利用率低、动态电压恢复器易受到短路电流冲击的问题，该文提出一种桥式限流与动态电压恢复器融合设计拓扑结构，简称多功能型动态电压恢复器（MF-DVR）。通过复用直流侧泻放支路为限流支路，配合串联逆变器的控制，可有效地限制短路电流的大小并保护系统设备安全。该拓扑具有两种工作模式：当电网电压发生暂升暂降时，工作于电压补偿模式，类似于传统动态电压恢复器；当负载侧发生短路故障时，工作于短路限流模式，类似于传统固态限流器。该文详细分析其拓扑结构、工作原理以及控制策略；通过Simulink仿真和RT-LAB硬件在环实验验证了所提拓扑及控制方法的正确性以及电压补偿、短路限流功能的有效性。
关键词：电压跌落 短路故障 动态电压恢复器 固态限流器 模式切换 功能复用
电力系统各种电能质量问题中，电压暂降是发生概率最高的电能质量问题之一[1-3]。动态电压恢复器（Dynamic Voltage Restorer, DVR）作为一种串联型电能质量控制器，可以有效地解决电压跌落问题[4-6]。然而，随着电力系统规模的不断扩大，短路容量也随之增加，危害电力系统的安全稳定运行。当馈线负载侧发生短路故障时，急剧增大的短路电流会对DVR的电力电子器件、直流侧储能装置等造成严重危害[7]。因此，在电网中安装故障限流设备，或融合多种功能设计具有限流能力的DVR、统一潮流控制器（Unified Power Flow Controller, UPFC）来限制故障过电流，对于串联型电力电子装置的自我保护以及系统的安全可靠运行具有重要意义。
在故障限流设备方面，固态限流器（Solid-State Fault Current Limiter, SSFCL）作为一种行之有效的限流措施得到了广泛关注[8]。目前，已有较多文献针对限流器的拓扑结构、控制策略及参数设计等内容展开了深入研究[9-11]。其中，桥式限流器因结构简单、限流效果优异，被众多研究工作者所接受。基于此，文献[12]提出了一种故障电流流过电容器的方法来限制短路电流，在保证限流的情况下，还实现了电容器能量的循环利用。文献[13]提出了一种基于多电平切换策略的非超导故障限流器，通过在电路中插入不同大小的电阻控制高电平故障电流。然而，由于电网中短路故障发生频次较低，且限流器投资成本较大、功能单一，一定程度上造成了电网资产利用率低的问题[14]。
在具有限流功能的DVR/UPFC方面，国内外学者已开展初步研究。文献[8]提出了DVR与SSFCL结合的限流式DVR的研究思路，其中，在基于滤波电感复用的限流方法中，触发角过大时，限流支路电流会出现直流偏置问题。文献[15]提出一种通过控制DVR注入电压的幅值和相位，来实现电压补偿和短路限流的方法，但该方法需要较大容量的直流侧储能装置。文献[16]提出一种磁通-电荷模型反馈算法，将DVR控制为虚拟电感串联于配电线路实现故障限流，但该方法对DVR的补偿容量要求较高。文献[17]提出了具有限流功能的UPFC，短路限流能力强，但变流器模块与限流模块相对独立，各元器件功能复用较少，经济性不高。同时，该结构中直流侧电容和IGBT变流器在限流过程中易受过电流冲击，需额外增加限压装置[18]。
基于以上问题，本文首先充分挖掘桥式限流器与DVR等串联型电力电子装置在拓扑上的共性，通过元器件复用，提出一种桥式限流与动态电压恢复器融合设计的拓扑结构，简称多功能型动态电压恢复器（Multifunctional Dynamic Voltage Restorer, MF-DVR）。MF-DVR可有效提高DVR在短路故障下的限流能力，具有电能质量调节和短路故障限流双重功能。其次，详细分析了所提MF-DVR在对称和不对称短路故障下的工作原理，融合设计了元件参数，制定了控制策略和开关器件的动作时序。最后，Simulink仿真和RT-LAB硬件在环实验验证了所提拓扑和控制方法的正确性和有效性。
MF-DVR拓扑结构如图1所示，由储能系统、泻放/限流支路、三相四桥臂变流器、LC滤波电路和串联变压器组成。储能型DVR可有效补充负荷侧的有功功率需求，避免系统在故障情况下不能完全提供DVR对敏感负荷补偿所需要的能量[19]。将一般用于稳定直流电容电压的泻放支路复用为限流支路[20]，泻放/限流支路由限流电感
、泻放/限流电阻
、双向晶闸管S以及可控开关管VT1组成。S的设计是为了在负载发生短路故障时及时断开，相比于在逆变器出口安置限流支路的方法[8]，仅用一组S便可保护直流侧储能装置。三相四桥臂变流器通过滤波器和串联变压器接入系统，为系统注入补偿电压，该结构可有效解决不平衡电压跌落问题；利用变压器端口自带的旁路开关Qi（i=a, b, c）旁路负载侧短路时的非故障相[5]，避免故障相对其产生影响；短路故障时，在利用滤波电感的前提下，合理配置限流支路元件参数，便可将短路电流限制在安全运行水平。MF-DVR的工作模式分为电压补偿模式和短路限流模式两种。可获得如下工作性能：①对于负载侧，使得在电网电压发生跌落、抬升、畸变等情况下，负载电压能始终保持额定值、对称工频正弦；②对于线路电流，当负载侧发生不同类型短路故障时，能有效限制短路电流，实现自我 保护。
图1 MF-DVR拓扑结构
Fig.1 Topology of MF-DVR
2.1.1 电压补偿模式
电压补偿策略主要有同相补偿、完全电压补偿和最小能量补偿三种[21]。对于不同的补偿策略和电压暂升/暂降情况，DVR与电网之间的功率交换有所不同。本文采取DVR输出电压最小的同相补偿策略，图2展示了电压暂降、电压暂升两种情况下系统中的功率流动，Ps、Pdvr、PL分别为电网有功功率、MF-DVR有功功率和负载有功功率。
图2 电压补偿模式下的功率流动
Fig.2 Power flow diagram of voltage compensation mode
在电网电压暂降时，MF-DVR输出与负载电流iL同相或呈锐角的补偿电压[4]，以保持负载电压稳定。此时MF-DVR会发出一定的有功功率。
图3为MF-DVR工作在电压补偿模式时系统的等效电路。、
、
、
分别为变压器等效模型的漏电阻和漏电感，
、
分别为励磁电阻和励磁电感。此时装置等效于传统的DVR，控制逆变器输出相应的补偿电压，便可保持负载电压的稳定。忽略很小的系统内阻
和变压器漏阻抗，得
（1）式中，
、
、
、
、
分别为电网电压、负载电压、变压器一次侧（线路侧）补偿电压、滤波电感电压和逆变器输出电压；k为变压器电压比。
图3 电压补偿模式时的等效电路
Fig.3 Equivalent circuit diagram of voltage compensation
在电网电压暂升时，MF-DVR则输出与负载电流
反向或呈钝角的补偿电压[4]，此时MF-DVR会吸收一定的有功功率Pdvr，有
（2）式中，
为udvr与iL的相位差。
吸收的有功功率将会导致直流侧电容Cdc充电，使得直流侧电压udc出现抬升，有
（3）为防止电容不断充电超过其耐压值，当电压达到其上限值时，接通泻放支路泻放多余能量[21]。
由于传统DVR电压补偿控制策略已有较多研究，其参数设计也较为成熟，因此不再赘述。
2.1.2 短路限流模式
当负载侧发生短路故障时，MF-DVR进入短路限流模式。图4为(t1, t2) 时段三相对称短路故障时系统的等效电路。当系统检测到负载侧发生短路故障时，迅速封锁逆变器桥臂IGBT驱动信号，再关断开关管S，以保护直流侧储能。此时由于采用不控桥，整个过程桥路保持运行且无需切断。经过短暂延时后导通限流支路开关管VT1，将限流电感L1和限流电阻接入变压器二次侧回路以限制短路电流及其上升率，从而将故障电流限制在安全范围。
一旦检测到短路故障消失，关断VT1，经短暂延时后导通S，再施加逆变器IGBT驱动信号，系统重新恢复至电压电流检测状态。限流电感经二极管放电，从而避免增加与并联的灭弧装置。
图4 (t1, t2) 时段三相对称短路故障时系统等效电路
Fig.4 System equivalent circuit diagram of three-phase symmetrical short-circuit fault during (t1, t2) period
2.2.1 负载侧发生对称短路故障
图5展示了故障发生时桥式结构中二极管导通模式的变化过程。其中，图5a～图5c分别为故障前后变压器二次电压（逆变器侧电压）、二极管导通模式及二极管电流。t0时刻检测到发生短路故障，MF-DVR等效于桥式限流器，工作于限流模式。
图5 三相对称短路故障过程中二极管导通模式变化
Fig.5 Diode conduction mode change diagram of three-phase symmetrical short-circuit fault
限流过程中，二极管的导通过程主要由其两端承受的电压决定。其中，共阴极二极管中会导通阳极承受电压最高的二极管，共阳极则反之。由于滤波电感的存在，每个二极管在关断时会有一个短暂的续流过程，如图5b中点线所示。因此，(t0, t1) 时段，由于C相电压最高、B相电压最低，VD5、VD6导通；(t1, t2) 时段，A相电压最高、B相电压最低，滤波电感的存在使C相二极管不能立即关断，故此时VD5、VD6、VD1导通；(t2, t3) 时段，C相二极管完全关断，A相电压最高、B相电压最低，VD6、VD1导通。后续的变化过程依此类推。
图6为根据图5画出的限流过程中二极管等效导通电路，其中，FCL代表限流支路。
图6 二极管等效导通电路
Fig.6 Circuit diagram of diode equivalent conduction
图7为故障发生前后A相电网电流和限流支路电流。可见，0.3s时故障发生，MF-DVR快速地限制了短路电流，防止了电流的急剧飙升，如图中点画线所示。由于滤波电容上电流很小，限流时故障相电网电流峰值与限流支路电流近似相等。此外，针对三相短路故障，由于二极管切换频率较快，限流后的电流会出现两个波峰，存在一定的谐波含 量[13]。但是，考虑到线路都配有继电保护装置，如果一定时间内短路故障没被清除，继电保护会及时动作切断线路。同时，在限流时段内，可采用测量阻抗修正和自适应保护等方法避免谐波引起继电保护装置的误动作。因此，这样短暂的谐波电流对电网的正常运行影响很小[22]。
图7 三相短路限流模式下电网电流与限流支路电流
Fig.7 Grid current and current limiting branch current in three-phase short-circuit current limiting mode
2.2.2 负载侧发生不对称短路故障
负载侧发生不对称短路故障时，旁路开关会迅速动作旁路非故障相，从而保证非故障相在限流期间仍正常运行，持续给负载供电。以负载侧B、C两相发生短路故障为例，旁路非故障相A相，B、C两相电压便通过限流支路接通，A相继续给负载供电。(t1, t2)时段两相不对称短路故障时系统等效电路如图8所示。
图8 (t1, t2)时段两相不对称短路故障时系统等效电路
Fig.8 System equivalent circuit diagram of two-phase asymmetric short-circuit fault during (t1, t2) period
图9展示了两相短路故障时二极管导通模式变化的过程。导通原则与前述一致，同样可根据变压器二次电压分析整个变化过程。(t0, t1)时段，C相电压最高、B相电压最低，VD5、VD6导通；(t1, t2)时段，B、C相电压均为负值，A相和中性点电压为0，因此，VD1、VD6、VD7导通，由于滤波电感的存在，VD5保持导通；(t2, t3) 时段，C相二极管完全关断，故VD6、VD7、VD1导通；(t3, t4)时段，C相电压变为最低，故VD7、VD6、VD1、VD2导通。往后的变化过程依此类推。
图10为根据图9画出的二极管等效导通电路。同样地，短路电流得到了有效限制，限流支路电流与故障相电网电流峰值近似相等，两相短路限流模式下电网电流与限流支路电流如图11所示。由于不对称短路故障时二极管切换频率小于对称短路故障，可见此时谐波电流的含量小很多。
图9 两相短路故障过程中二极管导通模式变化
Fig.9 Diode conduction mode change diagram of two-phase short-circuit fault
图10 二极管等效导通电路
Fig.10 Circuit diagram of diode equivalent conduction
图11 两相短路限流模式下电网电流与限流支路电流
Fig.11 Grid current and current limiting branch current in two-phase short-circuit current limiting mode
综上所述，负载侧发生短路时，故障相电压通过逆变器桥臂续流二极管与限流支路接通，利用限流支路上的阻感元件，将短路电流维持在安全水平。限流切换过程主要由故障时段变压器二次电压决定。
2.3.1 负载侧发生三相对称短路故障
根据2.2节的分析，可推导出负载侧发生三相短路故障时各时段的电路方程，进而求解各时段限流后电流的大小。
(t0, t1) 时段，VD5、VD6导通，因此得
（4）式中，id为限流支路电流；ia、ib、ic分别为A、B、C三相滤波电感上电流；ucb为变压器二次侧C、B两相线电压。
由式（4）解得(t0, t1) 时段限流支路电流为
（5）根据初始状态t0时刻限流支路的电流为0，可以计算出积分常数C0为
（6）
由式（5）可得出，限流后电流大小和变化过程与L1、Lf、R1有关，其中，滤波电感Lf在滤波器确定的情况下一般不做更改，故限流电流的大小和变化过程主要与R1、L1的大小有关。
(t1, t2) 时段，VD5、VD6、VD1导通，得
（7）式中，uab为变压器二次侧A、B两相线电压，其他含义同上，由此解得(t1, t2) 时段限流支路电流为
（8）
式（8）的初始状态可用式（5）令t=t1来确定。从而有
（9）解得积分常数C1为
（10）
后续的各个时段照此方法列出电路的微分方程组，求解方程组便可得到各时段的电流大小。
2.3.2 负载侧发生不对称短路故障
当负载侧发生不对称短路故障时，第四桥臂的二极管会参与导通。同样依据2.2节的分析，可推导出各时段的电路方程，求得电流大小。
(t0, t1) 时段，VD5、VD6导通，方程组与式（4）相同，解相同。
(t1, t2) 时段，VD5、VD6、VD7、VD1导通，得
（11）式中，in为第四桥臂滤波电感电流；ub为B相电网电压，其他含义同上，得(t1, t2) 时段限流支路电流为
（12）
同理，可根据t1时刻初始状态求出积分常数C2。
(t2, t3) 时段，VD6、VD7、VD1导通，得
（13）由式（13）解得(t2, t3) 时段限流支路电流为
（14）
式中，C3为积分常数，可根据t2时刻初始状态求出。后续的各个时段依此分析。
由以上方程组可得出，任意时间段内，均有
（15）考虑到滤波电容电流很小，滤波电感电流近似等于线路电流，因此控制限流支路电流的大小便可以控制线路电流的大小。从限流后电流的表达式可知，调节R1、L1的大小可以调整id的大小和变化过程。同时，也可以根据期望的短路电流值idref设计合适的R1和L1。设计时，有
（16）
由于滤波电感的存在、开关器件的损耗以及非空载的整流状态，限流支路实际承受的电压小于理想情况下三相不控整流电压的峰值upp，在考虑一定安全裕度的情况下，设计时可以选择
（17）式中，upp=311
=538.67V。
由式（16）和式（17）可得
（18）式（18）给出了R1满足限流要求时的设计值。同时，发挥泻放作用的R1需确保能完全吸收系统多余的能量以避免直流侧电容超出其耐压值[20]。当电网电压抬升的最大幅度为d0时，同相补偿策略下，直流侧需吸收的最大功率Pmax为
（19）
令直流侧耐压值为udcH，则设计时应有
（20）综上所述，在融合设计泻放/限流电阻时，应有
（21）
式中，R1ref为泻放/限流电阻的设计值。
对于限流电感L1的设计，主要考虑到电感的存在可使得故障瞬间短路电流平滑上升，制约了冲击电流的产生，保护了器件的安全[7, 11, 18, 23]。同时，式（5）、式（8）、式（12）、式（14）表明，当电流平稳以后，L1对限流后电流的幅值大小影响不大，R1起主要的限制电流大小的作用。因此，设计时，电感L1大小可根据系统电压等级适当选取，低压系统中一般选取为0.1～2mH[7, 11, 18, 23]。
为确保MF-DVR在两种模式下均能够有效运行，且模式间实现灵活切换，图12给出了MF-DVR 模式切换流程。其中，定义dsag=|1-Us/
|为电网电压跌落/抬升幅度，
和分别为电网电压幅值检测值和额定值。若dsag＞10%，则判定电网电压发生暂降/暂升故障[4]。ire为设定的电流阈值。
图12 MF-DVR模式切换流程
Fig.12 Mode switching flowchart of MF-DVR
MF-DVR控制框图如图13所示。电压补偿策略如图13a所示，采用电压外环、滤波电容电流iC(abc)内环的控制方式，经SPWM，得到IGBT驱动信号。同时，补偿过程中加入负载电流检测环节，若负载电流超过设定的阈值ire并维持一定时间，则认为发生短路故障，立即封锁IGBT驱动信号。
第四桥臂的设计是为了实现对不平衡跌落的补偿和对不对称短路故障的限流，形成不平衡电流通路。其采用滤波电感电流控制，如图13b所示。
图13 MF-DVR控制框图
Fig.13 Control diagram of MF-DVR
泻放/限流支路受直流侧电压上限和短路故障与否共同控制。在直流侧电压抬升时采用滞环控制，即电压比较的输出驱动VT1，以防直流侧电压过度上升超出其限值。同时，VT1在发生短路故障时及时导通，故障清除后及时关断，如图13c所示。
图14是短路故障从发生到清除过程中，各开关器件的驱动信号和动作时序。
图14 开关器件的驱动信号和动作时序
Fig.14 Driving signal and action timing diagram of switch
T0时刻发生短路故障，负载电流骤然上升。当检测到负载电流上升到设定的阈值iref1时，MF- DVR迅速切换至短路限流模式：T1时刻立即封锁逆变器桥臂IGBT的驱动信号，旁路开关Qi动作旁路非故障相。经短暂延时后T2时刻关断直流侧开关管S，以保护直流侧储能。再经过短暂延时后，确保桥臂IGBT、Qi、S彻底关断，T3时刻导通限流支路开关管VT1，限流电感及电阻经变压器耦合至故障线路进行限流。
T4时刻故障清除后，负载电流逐渐下降，一旦电流下降到设定的阈值iref2时，即T5时刻，立即关断VT1，经短暂延时后待VT1可靠关断，T6时刻导通S，T7时刻施加桥臂IGBT驱动信号，断开旁路开关Qi，系统便重新进入检测状态。
为了验证本文所提拓扑及控制策略的有效性，根据图1在Matlab/Simulink仿真环境中搭建了380V三相MF-DVR仿真模型，仿真参数见表1。
表1 MF-DVR仿真参数
Tab.1 Simulation parameters of MF-DVR
参 数取 值 系统额定线电压/V380 直流侧额定电压udc/V600 直流侧电容Cdc/mF5 000 滤波电感Lf/mH2 滤波电容Cf/mF15 变压器容量S/(kV·A)1 000 变压器电压比k11 限流支路电阻R1/W20 限流支路电感L1/mH1 负载电阻/W20
以单相电网电压发生暂升/暂降为例，对本文所述MF-DVR的电压补偿特性进行仿真验证。图15为电压补偿特性仿真波形。0.10～0.20s时，A相电网电压发生跌落，跌落幅度为20%；0.25～0.35s时，A相电网电压发生抬升，抬升幅度为20%。可见，经过MF-DVR的补偿，负载电压持续稳定在目标值，实现了对电压不平衡跌落、抬升的补偿。
图16为上述工况下MF-DVR吸收功率和直流侧电压波形。因本文重点考虑DVR与桥式限流的融合设计与协调配合，故未对储能的类型及容量做深入研究，仿真时，采用三相不控整流等效直流侧储能系统。因此，在补偿电压跌落时，直流侧电压保持不变；在补偿电压抬升时，MF-DVR会从系统吸收有功功率，导致直流侧电压不断上升。但由于滞环控制，当直流侧电压上升到设定的上限值610V时，如图16中0.32s所示，泻放支路便会导通，消耗多余能量，电压不再变化。
图15 MF-DVR电压补偿波形
Fig.15 Waveforms of MF-DVR voltage compensation
图16 MF-DVR吸收功率和直流侧电压波形
Fig.16 Waveforms of absorbed power and DC-side voltage of MF-DVR
4.2.1 三相对称短路故障
对称短路故障下MF-DVR限流波形如图17所示。可见，0.3s时，负载侧发生三相对称短路故障，经过MF-DVR的限流作用，短路电流被限制在期望水平，限流效果良好。0.4s时，短路故障消失，MF-DVR退出限流模式，重新进入检测状态，整个过程切换平滑。
4.2.2 不对称短路故障
不对称短路故障下MF-DVR限流波形如图18所示。0.3s时负载侧发生A、B两相两相短路故障，此时由于旁路开关Qc的作用，C相不受故障影响，继续保持正常运行。A、B故障相电流经过MF-DVR 的限流作用，运行在安全范围内，实现了对不对称短路故障的限流要求。
图17 对称短路故障下MF-DVR限流波形
Fig.17 Current-limiting waveforms of MF-DVR under symmetric short-circuit fault
图18 不对称短路故障下MF-DVR限流波形
Fig.18 Current-limiting waveforms of MF-DVR under asymmetric short circuit fault
基于上述仿真模型，搭建了RT-LAB硬件在环（Hardware In the Loop, HIL）实验平台[24]，如图19所示。其中，主电路仿真模型位于主控制器中，外部控制器选择TI公司的TMS320F2812型DSP，通过信号转换模块与RT-LAB的采集板卡和输出板卡相连。
图19 RT-LAB硬件在环实验平台
Fig.19 Experimental platform of RT-LAB HIL
图20为电网电压发生单相跌落和抬升时的实验波形。可见，MF-DVR的补偿作用，有效地实现了负载电压在整个过程中维持稳定。电压跌落时，直流侧电压不变，从而可满足对跌落程度较深和持续时间较长的补偿要求；电压抬升时，泻放支路泻放多余能量，使得直流侧电压达到上限值便不再变化，有效地保护了直流侧储能。
图20 补偿特性实验波形
Fig.20 Experimental waveforms of compensation characteristics
对MF-DVR限流特性进行了如下验证：
1）对称短路故障时限流特性实验验证
对称短路故障下MF-DVR限流特性实验波形如图21所示。图21a是线路电流和限流支路电流波形。(t1, t2) 时段负载侧发生三相短路故障，由于MF- DVR的限流作用，线路电流和限流支路电流均运行在安全范围内。同时，由于驱动信号之间设置的时间差，限流支路电流略滞后于线路电流，限流支路电流与故障相电流峰值近似相等。
图21 对称短路故障下MF-DVR限流特性实验波形
Fig21 Experimental waveforms of MF-DVR current- limiting characteristics under symmetric short-circuit fault
图21b是MF-DVR承受电压和直流侧电压波形。故障期间电网电压耦合到变压器二次侧经不控桥和限流支路接通，MF-DVR承受三相电网电压。由于直流侧开关管S的关断，使得故障期间直流侧电压保持不变。
2）不对称短路故障时限流特性实验验证
图22是发生不对称短路故障时的实验波形。(t1, t2) 时段负载发生A、B两相不对称短路故障，旁路开关立即动作旁路非故障相C相，C相不受干扰仍保持正常运行。MF-DVR的限流作用，使得A、B两相线路电流和限流支路电流均运行在安全范围内。此时MF-DVR仅承受A、B两相电网电压。同样地，直流侧电压在整个过程中保持不变。
此外，由于对称和不对称短路情况下变压器二次侧承受的电压不同，从而二极管的导通情况有所不同。两相短路时故障相二极管导通时间比三相短路长，因此电流波形会呈现较大的脉动性。
图22 不对称短路故障下MF-DVR限流特性实验波形
Fig22 Experimental waveforms of MF-DVR current- limiting characteristics under asymmetric short-circuit fault
以上仿真与实验结果表明，所提出的MF-DVR拓扑结构能够有效地实现电压补偿和短路故障限流双重功能，验证了分析的正确性以及控制方法的有效性。
本文在动态电压恢复器的基础上，复用逆变器模块和泻放支路，融合设计了一种具备限流能力的动态电压恢复器拓扑结构和控制方法。
1）通过模块复用，MF-DVR能有效地实现电能质量调节和短路故障限流双重功能，提高了器件的利用率，具有一定的工程实用价值。
2）详细分析了MF-DVR在对称/不对称短路故障下的运行规律，并进行了参数的融合设计。
3）最后，控制策略与开关时序保证了MF-DVR能在两种模式间平滑切换，仿真和RT-LAB硬件在环的实验结果充分验证了本文所提MF-DVR的可行性和有效性。
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Fusion Design and Control Method of Bridge Current Limiter and Dynamic Voltage Restorer
Abstract The traditional fault current limiter has a low utilization rate, and the dynamic voltage restorer is vulnerable to short-circuit current. Therefore, a topology combined with the bridge-type current limiting and dynamic voltage restorer fusion design is proposed, referred to as a multifunctional dynamic voltage restorer (MF-DVR). By multiplexing the DC side discharge branch as a current limiting branch and with the control of the series inverter, the short-circuit current can be effectively limited and the system equipment safety can be protected. The topology has two modes of operation: when the grid voltage temporarily rises and sags, it works in voltage compensation mode, similar to the traditional dynamic voltage restorer; when a short-circuit fault occurs on the load side, it works in short-circuit current limiting mode, similar to the traditional solid-state fault current limiter. The topology, working principle and control strategy are analyzed in detail. The proposed topology and control method, as well as the effectiveness of voltage compensation and short-circuit current limiting function, are verified by simulations of Simulink and experiments of RT-LAB hardware in the loop.
keywords：Voltage drop, short-circuit fault, dynamic voltage restorer, solid-state fault current limiters, mode switching, functional multiplexing
中图分类号：TM464
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.191088
国家自然科学基金青年基金项目（51707014）、湖南省教育厅资助科研项目（17C0040）和可再生能源电力技术湖南省重点实验室基金项目（2017ZNDL005）资助。
收稿日期2019-08-26
改稿日期 2019-12-19
涂春鸣 男，1976年生，教授，博士生导师，研究方向为电力电子在电力系统中的应用、智能配电网、分布式能源与微电网等。E-mail: chunming_tu@263.net
郭 祺 男，1993年生，博士，研究方向为电力电子变换器、分布式发电与电能质量先进控制。E-mail: qguo_215@163.com（通信作者）
（编辑 崔文静）