为中压侧电感，
为中压侧电流，
为子模块电容，
为双有源桥低压侧滤波电容，
为双有源桥低压侧滤波电感，
为储能端口滤波电感，
为隔离变压器电压比。该变换器具有三类舰船综合电力系统典型端口，分别是中压直流电网端口、低压直流电网端口和储能单元端口。摘要 中压直流舰船综合电力系统（IPS）在全电舰船中具有广阔的应用前景，随着舰船综合电力系统容量和电压等级的提高，越来越多的储能单元应用于舰船综合电力系统，传统的能量单向流动两端口直流变换器已经不能适应新的应用需求。针对此问题，该文提出一种面向未来舰船综合电力系统的模块化三端口直流变换器。该三端口变换器可以连接中压直流电网、低压直流电网和分布式储能单元，每个端口均可实现能量双向流动。分析该模块化三端口直流变换器的拓扑结构、工作原理，梳理该三端口变换器在不同工况下的能量流动模式，结合变换器的能量流动模式，建立该变换器自适应控制策略。该文在一台额定功率为20kW的模块化三端口直流变换器样机上，对所提的原理分析和控制策略进行了实验验证。
关键词：中压直流 舰船综合电力系统 三端口直流变换器 储能单元 双向变换
舰船综合电力系统（Integrated Power System, IPS）将传统舰船中的动力系统和电力系统合二为一，实现了全船能量的综合调度管理。IPS不但可以为推进系统、通信系统、导航系统和日用负载提供高品质电能，还可以为高能电磁武器提供瞬时大功率的电能，将传统意义上的舰船动力能量持续不断地转化为远程打击武器的能量，因此IPS被誉为舰船动力领域的第三次技术革命[1-2]。
由我国率先提出的中压直流IPS得到了越来越多研究人员的关注。在中压直流IPS中，不同类型的电源连接更加简单可靠，舰船电力设备的工作频率摆脱了对发电机供电频率的严格限制。采用中压直流IPS的舰船可以采用模块化设计方案，优化舰船总体设计，降低舰船制造成本，提高舰船的生命力和持续作战能力[3-5]。
在中压直流IPS中，连接中压直流电网和低压直流电网的直流变换器是舰船直流区域变配电的核心装备[6-7]。未来，舰船综合电力系统容量和电压等级将不断提高，我国未来舰船综合电力系统中压侧直流电压等级将达到8～15kV，低压侧直流电压等级将达到700～1 000V。随着越来越多以瞬时大功率为特征的高能电磁武器上舰应用，大规模的储能单元将接入舰船综合电力系统。因此适配高电压等级、大系统容量、具备多端口特征的中压直流变换器是推广应用IPS的重点与难点之一。该中压直流变换器也称为电力电子变压器。
文献[7-8]研究了二极管钳位型三电平全桥直流变换器，变换器低压侧采用二极管整流，研制的装置功率等级达到2MW，这种变换器属于两端口的单向变换器。这种单向变换器难以适应下一代舰船IPS对能量双向流动的需求。双有源桥直流变换器是具有发展潜力的双向直流变换器的代表[9-10]，其单个支路能够承受的电压等级较低，无法将其直接应用到中压直流IPS，通常需要采用串并联组合的形式构成高压大容量的电力电子变压器。
文献[11-12]研究了桥臂采用的模块化多电平技术，按照双有源桥模式工作的隔离型双向直流变换器，整个变换器只有一台高频隔离变压器，这样的单台高频隔离变压器要做到2MW以上功率等级是比较困难的，不利于整个系统的模块化与标准化设计。文献[13-14]研究了输入串联、输出并联型双有源桥变换器，这种直流变换器有多个分立的高频隔离变压器。进一步地，有学者将模块化多电平技术与双有源桥技术相结合，组成具有前级直流链的高压大功率电力电子变压器[15-18]。文献[15-18]拓展了多种模块化多电平技术和双有源桥技术的结合方式，形成多种形式的电力电子变压器。然而这几种电力电子变压器并没有提供和储能单元（尤其是分布式储能单元）进行有机结合的方法。
在多端口直流变换器方面，文献[19-21]研究了以桥臂共用为主要特征的多端口变换器，部分端口共用开关器件，端口能量控制存在一定的耦合，对任意端口之间的能量调度不够灵活。这种桥臂共用型多端口变换器适合低压小功率应用场合，难以适用中压大功率舰船IPS应用场合。文献[22-24]研究了以变压器磁耦合为主要特征的三有源桥直流变换器，这种变换器需要三绕组隔离变压器，如果想要应用在高压大功率场合，这种三有源桥变换器需要与串并联组合技术相结合。文献[25]提出了一种基于级联高频隔离变压器的多端口直流变换器，采用N个有源全桥和N个单相隔离变压器依次级联。然而每个端口都只有一个H桥，难以做到高电压等级。
综上分析，目前应用的二极管钳位型、能量单向流动的两端口直流变换器无法适应更高电压等级和适配储能单元的需求。基于双有源桥串并联组合的电力电子变压器如何将中压直流电网、低压直流电网和分布式储能单元有机结合起来，相关的研究文献较少。现有多端口变换器的研究多以低压小功率应用为主，对于面向舰船综合电力系统的模块化多端口直流变换器的研究较少。而未来舰船IPS迫切需要连接中压侧、低压侧和分布式储能单元的电力电子变压器，实现能量的综合调度，提高舰船IPS的稳定性、灵活性和健壮性。就目前的文献来看，现有拓扑结构均难以直接满足这一迫切需求。本文的研究目标就是结合已有文献的研究成果，进行一定的优化改进，提出一种适用下一代舰船IPS的三端口电力电子变压器。
本文提出一种面向舰船综合电力系统的模块化三端口直流变换器，这种三端口直流变换器将模块化多电平技术、双有源桥技术、分布式储能技术有机结合起来，在舰船综合电力系统中连接中压直流电网、低压直流电网和分布式储能单元，实现了直流区域变配电分系统的综合能量调度，具有广阔的应用前景。所提三端口直流变换器同样适用于深海空间站、全电战车或其他具有相似结构的民用直流区域配电网络。研制了一台20kW的模块化三端口直流变换器样机，在该样机上对变换器的工作原理和所提控制策略进行了实验验证。
本文所提面向舰船综合电力系统的模块化三端口直流变换器拓扑结构如图1所示。图中，为中压侧电感，为中压侧电流，为子模块电容，为双有源桥低压侧滤波电容，为双有源桥低压侧滤波电感，为储能端口滤波电感，为隔离变压器电压比。该变换器具有三类舰船综合电力系统典型端口，分别是中压直流电网端口、低压直流电网端口和储能单元端口。
图1 模块化三端口直流变换器拓扑结构
Fig.1 Topology of modular three-port DC converter
匹配中压直流母线的端口采用模块化多电平拓扑结构，由N个半桥子模块级联构成，中压直流母线电压由N个半桥子模块共同分担。匹配低压直流母线的端口采用双有源桥拓扑结构，双有源桥拓扑结构提供了中压直流母线和低压直流母线之间的电气隔离。匹配储能单元的端口采用两重化斩波拓扑结构，通过移相调制，可以大幅降低两重化斩波器的纹波电流。匹配储能单元的端口可分为N个子端口，本文将这N个子端口统称为储能单元端口，可以实现分布式储能。变换器的N个支路完全相同，变换器的模块化与标准化程度较高。
该拓扑结构的优势可以体现在以下几个方面：①实现功率流动的灵活控制，任意两个端口间均可实现能量传输；②开关管电压应力小；③模块化程度高，具备容错运行能力，单个支路损坏，不影响变换器整体运行；④非常适合基于高速光纤环网通信的分布式控制架构。
本文所提三端口直流变换器的创新性体现在以下几个方面：①这是一种集成了分布式储能功能的电力电子变压器；②分布式储能单元是独立布置的，不同的储能子端口可以连接不同类型、不同电压等级的储能单元；③每个储能子端口充电或者放电的功率是可以独立控制的，储存能量较低的可以进行大功率充电，储存能量较高的可以进行小功率充电，储能能量已满的可以不充电；④储能单元可以在中压侧功率不足的情况下提供紧急功率支援，提高了电力电子变压器的灵活性。
该变换器采用的分布式控制架构包括一台中央控制器和N台底层控制器，基于高速光纤环网的分布式控制架构如图2所示。中央控制器负责收集底层控制器的采样信息、运行核心控制算法以及将运算结果（即控制指令）下发给底层控制器。底层控制器负责电压、电流和温度采样，以及开关管驱动脉冲的生成[26]。由于变换器支路众多，能量流动模式非常丰富，对中央控制器的运算能力提出了较高要求。本文采用的是TI公司1GHz主频8核并行运算数字信号处理（Digital Signal Processing, DSP）芯片TMS320C6678。
图2 基于高速光纤环网的分布式控制架构
Fig.2 Distributed control structure based on high speed fiber ring net
1.2.1 中压直流母线端口
在图1所示的变换器拓扑结构中，中压侧端口为N个半桥子模块级联的模块化多电平拓扑，为了便于分析，这里以4个半桥子模块为例进行分析，两个相邻子模块的载波信号移相
电角度。根据中压侧电感电流的正方向，定义半桥子模块下管稳态导通占空比为D1，使电感电流和占空比D1成正相关。则上管的稳态占空比可以表示为
。包含4个子模块的模块化多电平变换器移相调制原理如图3所示。这里假设载波信号
～
的频率为
，同时假设子模块电容电压已经到达稳态并实现了电压均衡，且子模块电容电压为
。
对于每个子模块，其开关频率为，子模块下管导通时，子模块输出电压
为零；子模块上管导通时，子模块输出电压为子模块电容电压。由图3可得，子模块输出电压波形之间依次移相电角度。4个子模块输出的总电压
是每个子模块输出电压之和，4个子模块输出的总电压波动频率为
。通过采用移相调制策略，模块化多电平变换器的等效开关频率为开关管实际开关频率的4倍。
图3 中压端口模块化多电平拓扑移相调制原理
Fig.3 Phase-shift modulation principle of modular multilevel topology at medium voltage port
图3中稳态工况下，4个子模块输出总电压在
和
之间摆动，其中，
，表示模块化多电平变换器中同时投入运行（即上管导通）的最大子模块个数。中压直流母线电压的稳态平均值
满足
，即滤波电感
两端电压的波动幅度为。
子模块电容电压与直流输入电压之间的稳态关系为
（1）式中，N为子模块的个数；
为子模块电容的稳态平均电压。假设中压侧电感电流纹波最大值为
，则采用移相调制方式时中压侧电感最小取值为
（2）
子模块个数N以二次方的形式出现在分母中，可见，随着子模块个数的增多，滤波电感值显著下降。
1.2.2 低压直流母线端口
匹配低压直流母线的端口采用双有源桥拓扑结构。由于双有源桥拓扑的一次电压稳态值为，该电压由模块化多电平拓扑负责控制，因此双有源桥拓扑的一次电压和二次电压可以保持基本匹配。在双有源桥拓扑的一次电压和二次电压保持匹配的前提下，单移相调制方式是最合适的调制方式。双有源桥拓扑结构单移相调制如图4所示，图中，
为低压母线电压的稳态平均值，
为变压器一次电流，
为双有源桥变换器的移相角。
图4 双有源桥拓扑结构单移相调制
Fig.4 Single phase shift modulation of dual active bridge topology
隔离变压器的电压比为
，隔离变压器的等效漏感为
，图4中，变压器二次电压比一次电压滞后相位，定义双有源桥稳态移相占空比
，双有源桥电路传输的功率为
。则双有源桥变换器功率传输模型为
（3）1.2.3 储能单元端口
匹配储能单元的端口采用两重化斩波器，两重化斩波器采用移相调制方式，可以大幅度降低电流纹波，两重化斩波器的移相调制波形如图5所示。
图5 两重化斩波器移相调制
Fig.5 Phase shift modulation of dual chopper
图5中，
为第1个桥臂的输出电压，
为第2个桥臂的输出电压，
和
为两个桥臂的输出电流，
为两重化斩波器的总输出电流。
两重化斩波器一端连接储能单元，另一端连接在半桥子模块的电容上。该两重化斩波器既可以从子模块电容上吸收能量，传递到储能单元内；也可以从储能单元吸收能量，馈入到子模块电容中。储能单元端口的加入，丰富了变换器的能量流动模式。
本文设计的模块化三端口直流变换器主要的能量流动模式可以分为五种，如图6所示。该模块化三端口直流变换器在直流区域变配电系统中的核心任务就是保证低压直流电网持续供电。图6中的储能单元用一个方框简单示意，实际上储能单元是分布式的。
（a）模式1
（b）模式2
（c）模式3
（d）模式4
（e）模式5
图6 模块化三端口直流变换器的能量流动模式
Fig.6 Power flow modes of modular three-port DC-DC converter
能量流动模式1如图6a所示，中压直流电网直接给低压直流电网供电，储能单元不参与工作。能量流动模式2如图6b所示，当中压直流电网的可用功率充足时，储能单元会根据需要进行充电，形成中压直流电网一边向低压直流电网供电、一边给储能单元充电的工作模式。能量流动模式3如图6c所示，当中压直流电网可用功率不足时，由储能单元放电提供补充功率，确保低压直流电网供电稳定性。
能量流动模式1～3是装置功能正常情况下的工作模式，在这三种模式中，中压直流电网没有失电。中压侧模块化多电平拓扑的控制策略分为内外两个环路；外环以半桥子模块的电容电压为控制对象；内环以中压侧电流
为控制对象。低压直流电网和蓄电池以各自输出电流为控制对象，按需取用或者输出能量。
能量流动模式4如图6d所示，在模式4中，中压直流电网失电，这种特殊情况一般是由发电机组故障引起的。此时由储能单元放电，储能单元控制策略增加电压控制外环，以子模块电容电压为控制目标，低压直流电网从子模块电容按需吸收能量。能量流动模式5如图6e所示，也是一种中压直流电网失电的特殊运行模式，此时储能单元不但为低压直流电网供电，还可以向中压直流电网馈电，这种工作模式并不常用。
模块化三端口直流变换器能量流动模式决策方法如图7所示。控制器可以根据当前系统的状态自主决定采用哪一种工作模式，并在不同工作模式下，对变换器的控制策略进行自适应调整。在模式1～3中，模块化多电平拓扑将子模块电压作为控制目标，在控制子模块电压时，还需要实现各个子模块电容电压均衡。模式1时，储能单元端口主动退出工作。在模式4和模式5下，储能单元端口将子模块电容电压作为控制目标，此时中压直流电网端口自主决定是否投入工作。
图7 模块化三端口直流变换器能量流动模式决策方法
Fig.7 Determination criterion for power flow modes of modular three-port DC-DC converter
定义s为拉普拉斯变换的复数变量，变量头部符号
为相应变量的小信号分量。
中压直流母线端口的模块化多电平拓扑在正常工作模式下以子模块电压为控制目标，本文针对这种工况进行小信号建模。以中压侧电流为控制目标的建模方法和本方法类似，本文不再赘述。
首先假设每个子模块所带的负载是相同的，控制每个子模块的公共占空比是相同的，这样可以简化分析。在这种简化分析的基础上再增加独立的子模块电压均衡控制，同时要确保添加的子模块均衡控制与电流内环控制完全解耦。设每个子模块电容值均为
，每个子模块下管占空比瞬时值为
，上管占空比瞬时值为
，每个子模块输出的电流均为
，中压侧支路母线电压瞬时值为
，则中压侧端口的状态方程表示为
（4）为得到变换器的小信号模型，对式（4）进行局部线性化处理，在各变量中引入扰动项，并对状态方程进行拉普拉斯变换，可得中压直流母线端口的小信号模型为
（5）
式中，
为中压直流电流的稳态平均值。
由式（5）可推导得出，由上管占空比
到中压母线电流
的电流内环传递函数为
（6）进一步可以得到，由下管占空比到中压母线电流的电流内环传递函数为
（7）
同时可以得到，由中压母线电流到子模块电压的电压外环传递函数为
（8） 中压直流母线端口控制策略框图如图8所示，图中，usc_ref为子模块电容电压给定，
为中压侧电流给定，usc_All为N个子模块电容电压之和，usc_ave为N个子模块电容电压的平均值，usc_i为第
个子模块电容电压值。根据上述小信号模型，设计了电压外环和电流内环的控制参数。电流内环产生的控制量为所有子模块的公共占空比
。在此基础上每个子模块通过均压调节器产生各自的附加占空比控制参数
，公共占空比和附加占空比共同作用产生最终的第个子模块占空比
。实际电路中，各子模块线路阻抗参数和子模块电容参数会有一定的差异，如果每个子模块的占空比都是相同的，那么虽然子模块平均电压能够跟踪电压给定，但各个子模块电压会有差异。而均压调节器能产生附加占空比，使全部子模块电容电压保持一致。
图8 中压直流母线端口控制策略框图
Fig.8 Control scheme for medium voltage DC port
如果中压侧电流为正，子模块上管导通时，子模块电容被充电；子模块下管导通时，子模块电容被旁路。均压调节器根据每个子模块电容电压与电压平均值的差异，产生附加占空比参数，实现所有子模块电容电压的均压控制。
在图8所示的控制策略中，有两个关键点需要特别注意：①为了保持均压控制和电流内环控制的解耦，N个子模块的附加占空比之和应该为0，因此N-1个子模块的附加占空比是独立计算的，第N个子模块由其他N-1个子模块的值计算得到；②均压控制环所产生的附加占空比的符号和中压侧电流的方向相关，如果忽视了其符号，容易造成由正反馈引起系统失稳现象。
设双有源桥变换器二次侧H桥输出电流为
，双有源桥移相占空比瞬时值为
，低压直流母线的负载为
。N个双有源桥的二次侧是并联的，当分析单个双有源桥支路时，其等效负载电阻
。根据双有源桥的功率传输模型，可得二次侧H桥输出电流大信号形式为
（9）对式（9）中的、和引入扰动项，对其进行局部线性化处理，可得二次侧H桥输出电流小信号形式为
（10）
式中，
为双有源桥移相占空比的稳态平均值。
设双有源桥一次侧电源的扰动
=0，并进一步由H桥输出电流得到双有源桥的输出电流
的小信号形式。可以得到双有源桥占空比到双有源桥输出电流的传递函数为
（11） 低压直流端口控制策略框图如图9所示。图中，uLV_ref为双有源桥低压侧输出电压给定，uLV为低压侧输出电压，iL_ref为双有源桥支路电感电流给定，iL_ave为N个双有源桥支路电感电流的平均值，iL_i为第个双有源桥支路电感电流。如果低压侧带阻性负载，则存在电压外环，电压外环结构比较简单，这里不再详细展开；如果低压侧带有源性负载，则无需电压外环。控制策略一方面根据各个模块的平均电感电流控制公共占空比
；另一方面还可以通过附加占空比
控制各个支路的输出电流均衡。除此之外，还可以采用N个独立的电流内环独立控制每个支路输出电流值，可以实现和图9同等的效果。
图9 低压直流母线端口控制策略框图
Fig.9 Control scheme for low voltage DC port
储能单元端口采用的是半桥型斩波器，各分布式储能单元可以独立工作，本文以电流源模式为例对单个模块进行建模分析。设储能蓄电池电压为
，单个滤波电感的电流为
，斩波器的占空比瞬时值为
，则单重斩波器的大信号数学模型表示为
（12）对式（12）引入扰动量，进行局部线性化可得斩波器小信号模型为
（13）
式中，
为斩波器占空比的稳态平均值。
对式（13）进行拉普拉斯变换，并忽略子模块电压和蓄电池电压的小信号扰动，可得由占空比到单个电感电流的传递函数为
（14） 储能单元端口控制策略框图如图10所示，图中，ib_refi为第
个支路储能端口电感电流给定，ibs1i和ibs2i为第个支路储能端口两个电感的电流，d31i和d32i为第个支路储能端口两个桥臂的占空比。在工作模式1～3下，储能单元的电流指令由能量管理模块产生，能量管理模块的功能是根据各端口能量供应和需求情况，对蓄电池的能量进行调度的。在工作模式4、5下，储能单元的电流指令由子模块电压调节器产生，储能单元的控制目标是使子模块电压保持跟踪电压给定；中压侧模块化多电平变换器不再将子模块电压作为控制目标。
图10 储能单元端口控制策略框图
Fig.10 Control scheme for energy storage unit port
另外，储能端口采用的是交错移相两重化斩波器，通过交错移相可以大幅度降低变换器总输出电流的纹波。为了使两个滤波电感的电流保持一致，为储能端口的两重化斩波器设置了两个电流控制内环。两个电流环采用的控制参数完全相同。
本文所述模块化三端口直流变换器控制策略的自适应特性从结构和参数两个层面来体现。自适应特性的第一个层面是控制器根据能量流动模式自适应调整控制器结构。在能量流动模式1～3下，由中压侧端口的模块化多电平变换器负责控制各子模块电容的电压，而储能变换器和双有源桥变换器按需从子模块电容吸收能量。在能量流动模式4和模式5下，由储能端口负责控制子模块电容的电压，中压侧模块化多电平变换器和双有源桥变换器按需从子模块电容吸收能量。自适应特性的第二个层面是控制器参数根据负载功率等级的不同进行自适应调整。由式（7）、式（8）、式（11）可知，负载的大小会影响系统的传递函数模型，控制参数需自适应调整以匹配系统模型。
本文制造了一台功率为20kW的模块化三端口直流变换器样机。样机参数见表1，样机实物如图11所示。该变换器包含4个支路，储能单元配有4组独立的蓄电池组。
表1 模块化三端口直流变换器样机参数
Tab.1 Parameters of modular three port DC-DC converter prototype
参 数数值(型号) 中压侧母线电压/V1 000 低压侧母线电压/V142 蓄电池额定电压/V115.2 变换器额定功率/kW20 支路数4 变换器开关频率/kHz5 蓄电池型号L135F72 蓄电池容量/(A·h)4组×18 蓄电池电量/(kW·h)4组×2.2
中央控制器DSP芯片型号为TMS320C6678，中央控制器配有容量为1GB的随机存取存储器（Random Access Memory, RAM），控制器可以将变换器运行过程中的实时数据保存在RAM中，实验完成后，通过以太网将变换器实时运行数据上传到上位机。
模块化三端口直流变换器各端口都投入工作的稳态实验波形如图12所示。图12中，2～3s时间段，中压直流母线给低压直流母线和储能单元供电，储能蓄电池工作在充电状态，此时中压侧输入电流为30A；从第3s开始，模拟中压侧可用功率不足，储能端口由充电状态逐步过渡到放电状态，由于蓄
图11 模块化三端口直流变换器样机
Fig.11 Modular three port DC-DC converter prototype
电池放电，中压侧输入电流逐步下降到18A附近，中压侧提供的功率大幅降低；从第8.2s开始，模拟中压侧可用功率恢复正常，储能端口由放电状态逐步过渡到充电状态，中压侧直流输入电流由18A恢复到30A。
图12 储能单元充电与放电工作模式切换实验波形
Fig.12 Charging and discharging operation modes switching experimental waveforms for energy storage unit
在图12的整个过程中，子模块电压一直稳定保持在DC 500V，低压侧直流输出电压一直稳定保持在DC 142V，低压侧单个支路输出电流一直稳定保持在26A，低压直流母线总输出电流为104A。蓄电池的充电和放电模式切换未对子模块电压和低压侧供电产生显著影响。储能单元通过“削峰填谷”，实现了能量的灵活调度，增加了综合电力系统的健壮性和稳定性。
中压直流母线端口退出工作时，由储能单元独立为低压直流母线供电的实验波形如图13所示。此时模块化多电平拓扑的半桥子模块电压改由储能端口负责控制。低压直流母线保持正常供电，从子模块电容上按需吸收能量。储能单元起到了中压侧失电时的紧急能量支撑作用。由于模块化多电平拓扑的半桥子模块反并联二极管处于反向截止状态，中压直流母线的失电故障不会影响到储能单元和低压直流母线。
图13 中压直流母线失电时蓄电池单独为低压母线供电
Fig.13 Energy storage unit provide power for low voltage DC grid when MVDC lossing power
修改低压直流母线输出电压指令（带无源负载时）的动态实验波形如图14所示。4.8s之前输出电压指令为142V；4.8s时输出电压指令修改为130V；7.6s时输出电压指令修改为142V。变换器的输出电压能够快速跟踪输出电压指令，显示出变换器具有较好的动态响应能力。在低压侧输出电压变化的过程中，中压直流母线输入电流也快速做出响应。
图14 修改低压母线输出电压指令动态实验波形
Fig.14 Dynamical experimental waveforms of modifing the output voltage command
突卸负载和突加负载实验波形如图15所示。6.5s时低压侧负载电阻通过负载断路器由1.36W 调整为2.45W，负载突卸过程中，低压侧输出电压突升14V，电压波动范围小于10%，电压恢复时间小于0.3s；8s时低压侧负载电阻通过负载断路器由2.45W 调整为1.36W，负载突加过程中，低压侧输出电压突降14V，电压波动范围小于10%，电压恢复时间小于0.3s。通过突卸负载和突加负载动态实验可以看出，模块化三端口直流变换器具有较强的动态响应能力和抗扰动能力。
图15 突卸负载与突加负载动态实验波形
Fig.15 Dynamical experimental waveforms under load step down and load step up
以上4组实验波形代表了直流区域变配电系统的典型应用场景，从实验结果来看，无论是稳态控制精度，还是动态响应能力，该模块化三端口直流变换器都具有较高的性能。从实验结果来看，本文所提的模块化三端口直流变换器拓扑结构是完全可行的，所进行的原理分析和控制策略设计是正确的，所进行的能量流动模式分析和设计是合理的，采用的基于高速光纤环网的分布式控制架构也是合理的。
本文提出了一种面向舰船综合电力系统的模块化三端口直流变换器，变换器可以连接舰船综合电力系统中的中压直流母线、低压直流母线和分布式储能单元。变换器丰富了舰船综合电力系统的能量流动模式，增强了舰船能量调度的灵活性和稳定性。分析了变换器的能量流动模式和各自的应用场合，对变换器进行了数学建模和控制策略设计，变换器控制策略可以根据不同的能量流动模式进行自适应调整。设计制造了功率为20kW的模块化三端口直流变换器样机，样机采用基于高速光纤环网的分布式控制架构。样机实验结果验证了所提拓扑结构的可行性、原理分析与控制策略设计的正确性。本文研究成果为未来具有更多支路数、几MW等级模块化三端口直流变换器研制奠定了基础，在相关电力电子变压器的研制方面具有一定的参考价值。
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A Modular Three-Port DC-DC Converter for Vessel Integrated Power System
Abstract Vessel integrated power system (IPS) based on medium voltage direct current has broad application prospect. With the improvement of power rating and voltage rating of IPS, as more and more energy storage units are applied in IPS, the traditional unidirectional two-port converter fails to meet new application requirements. Therefore, a modular three-port DC-DC converter for Vessel IPS is proposed. Medium voltage DC grid, low voltage DC grid and distributed energy storage unit are connected together in this three-port converter. Bidirectional power flow is achieved in each port. Topology and operation principle of this three-port converter are analyzed. The power flow modes at different operation states are then analyzed. Adaptive control scheme for the converter is built based on the power flow modes analysis. The principle analysis and control scheme are verified through a modular three-port converter prototype with a rated power of 20kW.
keywords：Medium voltage direct current, vessel integrated power system, three-port DC-DC converter, energy storage unit, bidirectional conversion
中图分类号：TM46
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200318
刘计龙 男，1988年生，副研究员，硕士生导师，研究方向为模块化多端口电力电子变换器技术、永磁同步电机驱动控制技术。E-mail: 66976@163.com
肖 飞 男，1977年生，教授，博士生导师，研究方向为电力电子与电气传动。E-mail: xfeyninger@gmail.com（通信作者）
国家自然科学基金青年基金资助项目（51807200）。
收稿日期 2020-04-01
改稿日期 2020-07-05
（编辑 陈 诚）