0 引言
双向直流-直流变换器（Bi-directional DC-DC Converter，BDC）具有使用器件数量少、成本低、体积小、质量轻和易于控制等优点，因而在多输入电源系统，如飞机地面静变电源系统、电动汽车燃料电池电源系统、不间断电源（Uninterruptible Power Supply, UPS）、新能源供电系统等得到广泛应用[1-2]。在飞机地面静变电源系统中，三相交错并联双向DC-DC变换器故障率高，使用寿命远低于预期标准，设备损坏导致维修成本增加，在一定程度上抵消了环保和经济带来的优势[3-4]。研究表明：三相交错并联双向 DC-DC变换器中开关器件损坏是降低其可靠性最主要的原因[5]。IGBT作为广泛运用的开关器件之一，长时间工作导致其疲劳老化加速，工作寿命降低[6-8]。因此在分析传统控制策略的基础上，提出提高工作寿命的控制策略是非常有意义的。
现有文献主要研究的是不同控制策略对开关器件开关次数、开关动作时间的影响，比较不同控制策略下开关器件的工作寿命。文献[9-10]提出一种功率器件混合空间矢量调制方法，该控制方法根据不同风速和气温切换不同的调制策略，以实现对功率器件动态切换达到开关器件休眠的效果，使变换器工作寿命提高。文献[11]提出了一种融合分段比例积分（PI）调节和滑模控制的智能控制策略，减少了三相交错并联双向 DC-DC变换器开关器件动作时间和蓄电池组的充放电次数，从而增加开关器件休眠状态时间，以提高开关器件和变换器的工作寿命，但控制算法过于复杂，增加了系统整体的设计难度。文献[12-13]提出一种基于调节缓冲电容改变 IGBT关断轨迹的控制策略，通过改变关断轨迹调节开关器件休眠时间和减小关断损耗的方法提高IGBT工作寿命，但电能质量也随之降低。
综上所述，针对三相交错并联双向DC-DC变换器开关器件故障率高、正常工作寿命远低于预期标准、设备损坏导致维修成本增加的问题，提出一种延长开关器件工作寿命的动态休眠控制策略，并研制了一台30kW三相交错并联双向DC-DC变换器实验样机，给30kW/180kW·h铅酸电池组进行充放电。通过理论分析阐述了所提出的动态休眠控制策略的合理性，实验样机验证了所提控制算法的正确性。
1 拓扑结构及工作原理
为了实现直流母线侧与蓄电池侧能量双向流动和减小输出电流纹波采用双蓄电池组三相交错并联双向 DC-DC变换器，其拓扑结构如图 1所示。变换器主功率电路由 12个开关管(S1~S12)和 12个功率二极管(VD1~VD12）组成。图1中，Udc为直流侧母线电压，UBat1、UBat2为蓄电池组侧电压，C1、C3为直流侧滤波电容，C2、C4为蓄电池侧滤波电容，L1～L6、Lb1和Lb2为蓄电池侧滤波电感。
图1 三相交错并联双向DC-DC变换器
Fig.1 Three-phase staggered parallel bidirectional DC-DC converter
以系统工作在Boost模式为例，此时变换器中开关管 S2、S4、S6（S8、S10、S12）交错导通，开关管S1、S3、S5（S7、S9、S11）处于关断续流状态，电流由蓄电池侧向直流母线侧，蓄电池处于放电状态。交错控制将一个开关周期内两组下桥臂三个功率开关管PWM驱动信号在相位上依次滞后120°，即开关管S2、S4、S6（S8、S10、S12）交错 120°。Boost工作模式开关管驱动信号以及电感电流波形如图2所示。
图2 Boost模式理论波形
Fig.2 Boost mode theory waveform
在图2中，d2、d4、d6为下桥臂开关管 S2、S4、S6驱动信号；d8、d10、d12为下桥臂开关管 S8、S10、S12驱动信号，iLl、iL2、iL3 和 iL4、iL5、iL6分别为双蓄电池组三相交错并联双向 DC-DC变换器电感电流。由于下桥臂两组三个开关管交错运行，与单相双向DC-DC变换器相比，叠加后的开关管驱动信号频率变为单相双向DC-DC变换器的3倍，总电感电流i0的电流纹波明显减小。
当变换器工作在 Buck模式时，此时变换器中开关管 S1、S3、S5（S7、S9、S11）交替导通，开关管 S2、S4、S6（S8、S10、S12）处于关断续流状态，电流由直流母线侧流向蓄电池侧，蓄电池处于充电状态。Buck工作模式开关管驱动信号以及电感电流波形如图3所示。
图3 Buck模式理论波形
Fig.3 Buck mode theory waveforms
2 数学模型
由于变换器上、下主功率电路参数完全相同，故选取上主功率电路进行建模，又由于非线性元件开关管和二极管的存在，三相交错并联双向DC-DC变换器是一个非线性的电路。忽略电容和电感的等效内阻，选取直流母线侧电容电压 VC1，蓄电池侧电容电压 VC2和电感电流 iL为状态变量，
(t)和dˆ( t)为输入扰动量，分别建立变换器工作在Boost模式和Buck模式下的数学模型[14-16]。
2.1 Boost模式下的数学模型
假设三相交错并联双向 DC-DC变换器工作在某一静态工作点，占空比 d(t) =D，输入电压 vg(t)的稳定值为 Vg，输出电压 v(t)的稳定值为 V，输入电流 ig(t)的稳定值为 Ig，电感电流 iL(t)的平均值为IL，蓄电池组等效电容C，等效阻抗为R。对占空比d(t)和输入电压 vg(t)在静态工作点施加一个低频扰动信号，则有
则三相交错并联Boost变换器中各状态变量和输入电流由于受到低频扰动而发生变化，即
由于三相交错并联双向 DC-DC变换器每条支路输出滤波电感值都相同，即L1=L2=L3=L，则列写出Boost模式下小信号扰动后的电容电压和电感电流的状态空间平均方程为
忽略状态空间平均方程中二阶交流项可以得到近似小信号交流模型为
对式（7）进行拉氏变换，将近似小信号交流模型由时域模型变换至频域模型，即
令控制扰动量
ˆ(s )=0，得到输出与输入的传递函数 Gvg(s)为
令输入电压扰动量
( s )=0，得到输出与占空比的传递函数Gvd(s)
令控制扰动量
ˆ(s )=0，可得到开环输入阻抗Z(s)
同理，令输入电压扰动量
( s )=0，可得到输入电流与占空比的传递函数Ggd(s)
2.2 Buck模式下的数学模型
Buck模式与Boost模式建模原理类似，不再赘述。Buck模式下近似小信号交流模型为
将式（13）进行拉氏变换，得
令控制扰动量
ˆ(s )=0，得到输出与输入的传递函数Gvg(s)
令输入电压扰动量
( s )=0，得到输出与占空比的传递函数Gvd(s)
令控制扰动量
ˆ(s )=0，可得到开环输入阻抗Z(s)
同理，令输入电压扰动量
( s )=0，可得到输入电流与占空比的传递函数Ggd(s)
3 Coffin-Manson模型
根据英飞凌FF450R12ME4数据手册，额定电流ICN=450A，额定电压 VCEN=1200V，母线电压Udc=650V，每脉冲开通损耗能量Eon=15mJ，每脉冲关断损耗能量 Eoff=38mJ，集电极-发射极饱和电压VCE(sat)=175V，开关频率 sf=6kHz，负载直流阻抗Rload=32mΩ，二极管外壳散热器热阻最大值Rthjctmax=0.10K/W，开关管外壳散热器热阻Rthcht=0.009K/W，假定并联开关管之间不均流度δ1=6%，并联支路不均流度δ2=5%，计算方法如下[17]。
式中，d为占空比；IC为开关管电流；Psw_t和Pcon_t为开关管开关损耗和通态损耗，分别为 15.9W 和369.6W；ΔTjt为开关管结温温升，为42.1K； R thjctmax为 R t h jct的最大值。由式（21）和式（23）可得，在输入电流值、工作电压和占空比一定条件下，开关频率越高，相同时间内开关次数动作就越多，导致开关管结温温升越高，即开关频率（开关次数）与结温温升成正比。
由Coffin-Manson模型[18]表达式可知
式中，A和 α0为 Coffin-Manson模型参数；Nf为失效循环次数。对式（24）取对数可得
式（25）中，lnNf与ln(ΔTjt)呈线性关系，常采用最小二乘法得到参数A和α0。设功率循环失效点为[Nf(i), ΔTjt(i)]，其中 i=1,…,n，采用可得目标函数误差平方和SSE为
分别对变量lnA和α0取偏导数并等于0，得
将功率循环失效点[Nf(i), ΔTjt(i)]代入式（27）可得
因此，模型系数为A=1.4×1013，α0=-4.3。所绘制出的Coffin-Manson模型如图4所示。
图4 Coffin-Manson模型
Fig.4 Coffin-Manson model
从 Coffin-Manson模型曲线可知，该模型具有很好的精度，但该模型只反映结温温升对器件寿命的关系，在设定影响开关管其他因素都相同时，开关管结温温升与器件寿命成反比，而结温温升又与开关频率（开关次数）成正比，故开关器件寿命与开关次数成反比，即开关次数越多，其损耗越高，导致结温温升越高，器件寿命就越短。
4 控制策略分析
根据第2节数学模型推导得出动态休眠双闭环控制策略控制框图如图 5所示。其中，UY模块为动态休眠环节，GPI(s)为电压外环PI控制器的传递函数，GPI1(s)、GPI2(s)、GPI3(s)为电流内环 PI控制器的传递函数，Gvd(s)为输出对占空比的传递函数，Ggd(s)为各桥臂电感电流对占空比的传递函数，Z(s)为开环输入阻抗传递函数，H1(s)、H2(s)、H3(s)为电流内环电感电流采样传递函数，H4(s)为电压外环输出电压采样传递函数。
图5 动态休眠双闭环控制框图
Fig.5 Dynamic sleep double closed loop control block diagram
当三相交错并联双向DC-DC变换器长时间稳定工作时，开关管处于不断导通关断的状态，使开关管损耗变大和工作寿命缩短。针对上述问题，本文所提出的动态休眠模块控制逻辑框图如图6所示。
图6 动态休眠模块控制框图
Fig.6 Dynamic dormancy module control block diagram
图 6中，三相交错并联双向 DC-DC变换器输出电压反馈信号经电压外环 PI调节器校正后得到动态休眠电流内环给定参考值
，对
取有效值进行滞环比较（有效值大于阈值输出为 0，小于阈值则输出为1）后相加得内环电流给定逻辑值
。因三相桥臂都工作时每相桥臂电流为总电流的三分之一，故按标幺值分出[0, 1/3]，[1/3, 2/3]，[2/3, 1]三个滞环区间，其关系见表1。
表1 电流给定逻辑值关系表
Tab.1 The current is given in the logical value relation table
电流给定值 *i区间 给定逻辑值 *gci 导通开关管个数b[0,1/3] 3 1[1/3,2/3] 2 2[2/3,1] 1 3
无论变换器工作在Boost模式还是Buck模式，变换器默认开关序列仅有[111]、[110]、[100]三种情况。将给定逻辑值
通过逻辑开关选择出其对应的默认开关序列。由于变换器电路中存在储能电感，电感电流不能发生突变，开关管不能直接由一个导通直接切换至另一个导通，需在得到给定逻辑值默认开关序列后经过渡开关序列环节才能转换到下一个开关序列，从而得到输出开关序列，其关系见表2。
表2 开关序列关系表
Tab.2 Switch sequence relation table
给定逻辑值*gci 默认开关序列 过渡开关序列 输出开关序列1 [111] — [111]2 [110] [101] [011] [111] [111] [111] [011] [110][101]3 [100] [010] [001] [110] [011] [101] [010] [001][100]
在动态休眠控制策略下变换器稳定工作时存在开关管处于休眠状态，故通过工作状态开关管电流大小发生改变。动态休眠控制策略与传统控制策略通过开关管电流存在 1、3/2、3三种倍数关系。将给定逻辑值
通过逻辑开关选择出其对应的电流倍数关系，该倍数值与给定电流参考值
相乘得到
此时动态休眠控制策略下开关管工作实际承受的电流，其与输出开关序列相乘得到最终具有动态休眠控制的给定电流参考值ibref，其关系见表3。
表3 开关管电流逻辑值关系表
Tab.3 Switch tube current logic value relation table
给定逻辑值 *gci 导通开关管个数 电流倍数值1 3 1 2 2 3/2 3 1 3
5 仿真及实验验证
5.1 仿真验证
为了验证理论分析的正确性和动态休眠控制策略的合理性，在Matlab/Simulink仿真环境建立了仿真模型，并与传统双闭环PI控制策略下仿真结果进行了对比，其仿真参数见表4。
表4 仿真参数
Tab.4 Simulation parameters
参数 数值直流母线电压/V 650蓄电池额定电压/V 440蓄电池额定容量/(kW·h) 180滤波电感 L1~L6/μH 2 000滤波电感 Lb1, Lb2/μH 100滤波电容 C2, C4/μF 700母线电容 C1, C3/μF 2 520开关频率/kHz 6外环比例系数kp 0.88外环积分系数ki 200内环比例系数kp 2.64内环积分系数ki 45
图7为传统双闭环PI控制策略电感电流仿真波形；图8为轻载条件下动态休眠控制策略电感电流仿真波形；图9为半载条件下动态休眠控制策略电感电流仿真波形；图10为相同负载相同工作时间条件下传统双闭环控制策略与动态休眠控制策略开关次数对比图。
图7 传统双闭环控制电感电流仿真波形
Fig.7 Traditional double closed loop control inductance current simulation waveform
图8 轻载条件下动态休眠双闭环控制仿真波形
Fig.8 Dynamic sleep double closed-loop control simulation waveform under light load
图9 半载条件下动态休眠双闭环控制仿真波形
Fig.9 Simulation waveform of dynamic dormancy double closed loop control under half load condition
图10 开关次数对比图
Fig.10 Comparison graph of switching times
由图 7和图 8可知，当变换器工作在 Boost模式下，T=0.25s时，传统双闭环控制策略下变换器下管处于不断导通关断的工作状态，无动态休眠过程；而轻载条件下动态休眠控制策略开关管S6、S12由工作状态切换休眠状态，开关管S4、S10由休眠状态切换工作状态，开关管S2、S8处于休眠状态。当变换器工作在Buck模式下，T=0.76s时，传统双闭环控制策略下变换器上管处于不断的导通关断的工作状态，无动态休眠过程；而轻载条件下动态休眠控制策略开关管S1、S7由工作状态切换休眠状态，开关管 S5、S11由休眠状态切换工作状态，开关管 S3、S9处于休眠状态。当变换器工作在轻载条件下，此时输出电流纹波与单相双向DC-DC变换器相同。
由图7和图9可知，当变换器工作在Boost模式下，T=0.35s时，传统双闭环控制策略下变换器下管处于不断的导通关断的工作状态，无动态休眠过程；半载条件下动态休眠控制策略开关管S6、S12由工作状态切换休眠状态，开关管S4、S10由休眠状态切换工作状态，开关管 S2、S8处于工作状态；当变换器工作在 Buck模式下，T=0.79s时，传统双闭环控制策略下变换器下管处于不断的导通关断的工作状态，无动态休眠过程；半载条件下动态休眠控制策略开关管 S1、S7由工作状态切换休眠状态，开关管S5、S11由休眠状态切换工作状态，开关管 S3、S9处于工作状态。当变换器工作在半载条件下，此时输出电流纹波与两相交错并联双向DC-DC变换器相同。
由图 10可知，在轻载条件下，当ΔT=30s时，传统控制策略开关管开关次数为1.8×105；而动态休眠控制策略开关管开关次数为 6×104，动态休眠控制策略开关次数仅为传统控制策略的 1/3；在半载条件下，当ΔT=30s时，传统控制策略开关管开关次数为1.8×105；而动态休眠控制策略开关管开关次数为1.2×105，动态休眠控制策略开关次数为传统控制策略的 2/3。故针对变换器工作寿命而言，本文所提出的动态休眠控制策略要优于传统控制策略。
5.2 实验验证
为进一步验证本文所提控制策略的正确性，采用 AT91RM9200+FPGAEP3C40控制芯片自主研发一台30kW实验样机。实验样机如图11所示。
图11 实验样机
Fig.11 Experimental prototype diagram
图12 Buck模式动态休眠电感电流波形
Fig.12 Buck mode dynamic sleep inductance current waveforms
图13 Boost模式动态休眠电感电流波形
Fig.13 Boost mode dynamic sleep inductance current waveforms
图12 为变换器在Buck模式下动态休眠过程中电感电流切换实验波形；图13为变换器在Boost模式下动态休眠过程中电感电流切换实验波形；图14为变换器在工作过程中蓄电池电压电流实验波形；图 15为传统控制策略与动态休眠控制策略效率对比图。
图14 蓄电池组电压电流实验波形
Fig.14 Battery voltage and current experimental waveforms
图15 效率对比图
Fig.15 Efficiency contrast diagra m
可见，加入动态休眠控制后，在三相交错并联双向 DC-DC变换器充放电过程中，开关器件均实现了动态休眠。图 12中，开关管 S1、S7由休眠状态切换至工作状态；开关管 S5、S11由工作状态切换至休眠状态；开关管S3、S9处于动态休眠状态未发生切换。图13中，开关管S6、S12由休眠状态切换至工作状态；开关管 S4、S10由工作状态切换至休眠状态；开关管S2、S8处于工作状态未发生切换。图14中，蓄电池母线电压幅值为432V，电流幅值为60A，纹波电流大小为1.5A，整体系统具有良好的稳定性。
图15中，通过功率分析仪数据绘制出效率对比图，在轻载条件下，传统控制策略下变换器效率为82.59%，动态休眠控制策略下变换器效率为84.46%；在半载条件下，传统控制策略下变换器效率为 93.16%，动态休眠控制策略下变换器效率为93.36%；在满载条件下，传统控制策略下变换器效率为 94.16%，动态休眠控制策略下变换器效率为94.44%。故针对变换器效率而言，本文所提出的动态休眠控制策略与传统控制策略相差不大。
6 结论
本文在详细分析三相交错并联双向 DC-DC变换器工作原理基础上，针对变换器工作时开关器件长时间处于导通关断的状态导致开关器件和变换器工作寿命缩短的问题，提出了电流环动态休眠控制策略，制定动态休眠双闭环控制策略，使变换器开关器件均处于动态休眠状态。最后通过实验成功验证了所提控制策略的正确性，有效地延长了开关器件和变换器的工作寿命，对实际工程控制具有重要的实用意义。
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