图1 HFB-EER的主电路拓扑
Fig.1 Power circuit topology of the HFB-EER
摘要 该文提出一种基于高频汇集母线的多端口电能路由器新型拓扑，与传统共直流母线结构相比，能减少功率变换级联数、提高系统效率，且各端口相互隔离，可实现灵活接地，还具备模块化和端口可扩展等特点。针对该拓扑在大容量应用场合满功率实验和系统效率测试的需求，提出一种能量自循环运行方案，有效节约用能并避免对大功率负荷的需求。该拓扑内部存在较强的功率耦合关系，为改善动态特性，提出一种功率协同控制策略。根据解耦后的三相平均功率分布规律调节需注入的正序和负序电流大小，实现了在三相电网电压和有功负荷不平衡条件下对高压交流端口的控制；采用功率交叉解耦策略实现了对多个端口的协同控制。最后，在一台10kV/2MW的四端口电能路由器示范样机上通过实验，验证了本文所提方案和控制策略的有效性。
关键词：电能路由器 高频汇集母线 能量自循环 协同控制
近年来，可再生能源发电的渗透率日益增加，分布式发电广泛普及，以储能系统为代表的直流用能设备比例快速升高，造成了输配电系统的规模越来越庞大；且随着电动汽车等不确定性负载及轨道交通、高铁等大冲击性负荷的广泛接入，电网面临供电形式多样化、功率波动范围增大、电能质量下降及潮流协同控制复杂化的挑战逐渐加剧。如何实现电网的柔性互联、协调“源-网-荷-储”的优化运行，提升电网供电质量和可靠性越来越受到重视。
为满足上述迫切需求，需借助功率变流技术构建能量路由器（Energy Router, ER）系统。2008年，美国北卡莱罗纳州立大学Alex Q. Huang率先提出了ER的概念，即在分布式能源领域中，采用电力电子变压器（Power Electronic Transformer, PET）作为核心枢纽，可以像当前Internet中信息的发布和分享一样实现能源调度和分享[1]。近十年来，除了在电力机车车载变流器系统中的应用[2-4]，在智能电网、微电网、能源互联网等电网相关领域，PET也得到了工业界和学者们的广泛关注。国外，尤其是欧洲和美国较早开展了PET的前沿理论和技术探索，并研制了多台样机[5-7]。在国内，包括清华大学[8-9]、华中科技大学[10-11]、中国科学院电工研究所[12-13]、湖南大学[14]、华北电力大学[15]等研究机构也针对PET的电路拓扑、高频变压器（High Frequency Transformer, HFT）设计、控制策略、故障保护策略、损耗分析等相关理论和技术开展了深入研究，所研制的PET样机容量已达到MW级别。在此期间，PET的结构得到了扩展和优化，功能更加全面，设计理念更加丰富。例如：直流接入、无功补偿、谐波治理、主动故障隔离[16]、即插即用[17]等功能已经超出了传统电力变压器的概念，将多端口PET用在电网中，还可实现“能量路由”的作用[18]，因此，PET又被称为电能路由器（Electric Energy Router, EER），具备多端口、多级联、多流向和多形态等特征[8]。已有的典型多端口EER主电路可分为以下两类：
（1）基于公共直流母线的拓扑结构，低压和高压端口通过公共低压直流母线实现功率耦合。美国FREEDM基于此类拓扑研制了Gen-I PET样机[1]，可应用于7.2kV交流输入、400V直流输出的电网中，并具有240V/120V交流端口。其输入级为级联H桥（Cascaded H-Bridge, CHB）结构，并利用6.5kV IGBT构建H桥子模块；在隔离级，Gen-I采用了双有源桥（Dual Active Bridge, DAB）结构。中国科学院电工研究所于2010年提出了模块化多电平变换器（Modular Multilevel Converter, MMC）型EER拓扑，先后研制了两代样机，并完成挂网运行[12-13]。该拓扑为10kV交流输入、380V交流输出，并具有低压直流（Low Voltage DC, LVDC）端口，且由MMC结构的固有特性，可提供稳定可控的高压直流端口（High Voltage DC, HVDC），高压侧和低压侧通过隔离型谐振DC-DC变换器实现电气隔离和功率双向变换。文献[12,19]针对基于MMC和CHB的五级型EER拓扑进行了对比分析，结果表明，在同样的电压等级和功率器件耐压水平下，MMC型拓扑比CHB型拓扑需要更少的开关器件和HFT，并且内部具备HVDC端口，可实现更丰富的接入与互联功能。但MMC型拓扑的子模块和储能电容数量多，在考虑电气绝缘、散热、隔离等设计需求的情况下，功率密度较低。
（2）基于多有源桥（Multi-Active Bridge, MAB）的拓扑结构。为了减少高频变压器数量，文献[20-21]利用多绕组变压器构建基于MAB的多端口EER拓扑。此类拓扑具有更好的功率密度，但多个端口之间存在很强的功率耦合，需要较复杂的解耦算法实现端口之间协调控制。同时，工作频率的提高对多绕组变压器的设计提出了较高的要求。
为了实现EER端口灵活接地和安全运行，要求各端口两两电气隔离。综合分析上述几种拓扑可知：MAB结构虽然满足电气隔离需求，但不便于系统结构模块化和扩容，无法适用于高压大容量应用场合；MMC型的共直流母线结构虽然能同时提供HVAC(High Voltage AC)、HVDC、LVDC和LVAC(Low Voltage AC, LVAC)四种端口，但只能实现高压端口和低压端口之间的隔离。而对于具有公共直流母线的CHB结构，需新增含有串入并出DAB的HVDC端口和并入并出DAB的LVDC端口，拓扑功率变换级数较多，系统运行效率低，硬件造价成本较高。文献[22]提出了一种模块化多有源桥（Modular Multi-Active Bridge, MMAB）变换器，与MAB结构相比，该拓扑不仅能满足端口两两隔离的需求，同时还便于模块化设计，但文中只对该拓扑的基本特性进行了描述，并未给出相应的控制策略及应用实验。为此，清华大学PERET课题组于2018年提出了一种基于高频汇集母线的电能路由器（High-Frequency-Bus based EER, HFB-EER）[23]，该拓扑能有效解决端口隔离、功率变换级数多等问题。
本文首先展示了HFB-EER的主电路拓扑结构，并提出了一种能量自循环方案和效率计算方法，基于对主电路数学模型的分析，提出了一种多端口功率协同控制策略。该方法被成功应用于一台10kV/2MW工程示范样机。
HFB-EER主电路如图1a所示。该拓扑采用模块化设计，其核心是MMAB，每个模块中的HFT和1个H桥组成MMAB子模块。这些子模块的交流侧（HFT一侧）通过公共低压高频母线并联在一起，直流侧采用串/并联组合可扩展成任意电压/功率等级的端口。另外，基于公共低压高频母线还可扩展任意多个端口，并保证端口之间相互隔离。本文所研究的EER可提供配/用双极混联所需的典型接口，即10kV HVAC、10kV HVDC、750V LVDC和380V LVAC四种端口。其中，HVAC端口的并网变换器采用三相CHB结构；为了减小高频母线上汇集点的电流，该系统分为三组MMAB，分别与HVAC的a、b、c相对应，每组MMAB内含有1对高频母线，分别为HFBa1和HFBa2、HFBb1和HFBb2、HFBc1和HFBc2；LVAC中MMAB子模块无需HFT，H桥通过电感与高频母线连接。该拓扑中所有HFT电压比均为1:1，若忽略其励磁电感和励磁电阻，则端口R中m组MMAB的子模块j可用图1b所示的等效电路表示。
图1 HFB-EER的主电路拓扑
Fig.1 Power circuit topology of the HFB-EER
本文所研究的四端口HFB-EER中每个端口的额定容量为1MW，整机最大输入容量为2MW，为了同时进行四个端口的满功率实验和系统效率测试，并减少对电网用能和大功率负荷的需求，这里提出了一种能量自循环运行模式，其方案如图2所示。在图1所示的四端口HFB-EER结构基础上，将HVDC端口直流侧由MMAB子模块串联改成并联，使HVDC和LVDC两个直流端口结构完全相同并在输出侧并联。HVAC端口和LVAC端口通过10kV:380V变压器连接。HVAC工作在有功功率跟随模式，LVAC和HVDC工作在恒功率模式，而LVDC工作于恒压模式。系统工作时，两个交流端口之间和两个直流端口之间分别有1个有功功率环在运行。此方案下，四端口HFB-EER整机效率可表示为
图2 HFB-EER能量自循环方案
Fig.2 Energy self-circulation scheme of the HFB-EER
（1）式中，P1in和P3in分别为HVAC和LVDC端口的输入瞬时有功功率；P2out和P4out分别为HVDC和LVAC端口的输出瞬时有功功率。
下面针对图2所示的HFB-EER能量自循环系统，以第m组MMAB为例，分析其数学模型。
由于MMAB中任意两个子模块可以构成DAB结构，与DAB的单移相（Single Phase Shift, SPS）控制方式相同，端口和端口之间通过改变H桥之间的移相角大小来实现潮流的双向调节。因此，每个MMAB子模块的H桥可用1个高频方波代替，由此构成的MMAB“
”形等效模型如图3a所示。其中，端口R的戴维南等效电压和电感分别为
（2）
（3）
若端口R内各模块MMAB H桥桥臂中点电压
图3 MMAB的等效模型
Fig.3 Equivalent model of MMAB
usRmj相位相同，则uRm的幅值可表示为
（4）在第3节所述的控制策略中，各端口内部所有MMAB子模块采用同一移相比，且对HVAC中CHB的模块直流电压进行了均压控制。因此有
（5）
由于高频母线处的电压受各模块H桥电压相位和幅值影响，表现为不规则的信号。因此，星形模型不适合分析端口或模块之间的功率流。考虑任意两个端口g和k之间功率流，其戴维南等效电路如图4所示。
图4 端口g和k之间的戴维南模型
Fig.4 Thevenin model between port g and port k
端口g向端口k传输的平均有功功率及两个端口之间的等效电感可表示为
（7）
由此可得MMAB的r形等效模型如图3b所示。
HVAC端口CHB变换器的相电压us和输入电流i可用正序和负序dq坐标系下的分量表示为
（8）
（9）
若us的基波正序分量相位为
，则变换矩阵为
（10）HVAC的三相平均输入有功功率为
（11）
式中，上标“+”和“-”分别表示正序、负序电流分量；下标“p”和“n”分别表示正序、负序电压分量。
由式（8）和式（9）可求出式（11）中各有功功率分量为
（12）
（13）
（14）
（15）三相之间平均有功功率偏差可表述为
（16）
CHB模块直流母线电容作为输入级和输出级之间的能量缓冲单元，其平均电压受有功功率流的影响而波动，可通过平衡三相总输入和输出有功功率进行稳定。CHB变换器三相总输入有功功率为
实际应用场景中，电压负序分量u- s较小。因此，这里通过注入正序电流来实现有功功率平衡。令式（17）中i-=0，可得所需注入的正序有功电流为
（18）
另外，如图1b所示，由基尔霍夫电流定律有
（19）式中，uC1、iC1、iCi1和iCo1为HVAC端口所有MMAB子模块的直流侧电压、电流的平均值，即
（20）
假定CHB各模块直流母线均压，且忽略变换器自身损耗，则有
（21）
（22）
由此可得CHB三相总有功功率控制环如图5a所示。其中，
为功率前馈量，
=1为电流内环传递函数。
图5 CHB的平均有功功率控制框图
Fig. 5 Control diagram of average active power flows for CHB in the HVAC port
由于电网电压或三相有功负荷不平衡，HVAC端口CHB容易出现相间电压不均衡现象。这里通过注入负序电流来调节各相有功功率，从而平衡相间电压。由式（13）、式（14）和式（16）可知
（23）单相平均有功功率控制框图如图5b所示。
HVAC端口在采用有功功率跟随控制实现四个端口之间有功平衡的同时，还应具备无功补偿功能。三相平均无功功率可表述为
（24）式中，
为相电压us的正交矢量。由于负序电压分量幅值较小，这里采用注入正序无功电流的方式实现无功补偿功能，令i-=0，由式（24）可得所需注入的正序无功电流为
（25）
其中，
为正序无功功率给定值，可表示为
（26）式中，
为负序无功功率分量，通过实时检测负序电压和负序电流后计算而得；
为无功功率补偿的参考值，一般情况下，由所检测的电网负载实时无功功率确定，也可由上层调度系统直接设定。
此外，采用排序算法可实现CHB相内模块直流母线电压的平衡控制。
以第m组MMAB为对象，端口g传递给其他端口的有功功率可表示为
（27）
（28）
即
（29）忽略变换器自身损耗，且在三组MMAB有动功率相等的情况下有
（30）
由图1b有
（31）
（32）
根据式（30）和式（32），式（29）可化简为
（33）
（34）
由此可见，四个端口之间功率存在较强耦合，这里采用功率协同控制策略对各端口功率进行解耦。文中移相比的基准为四个端口的同步时钟，HVAC中MMAB H桥的控制脉冲与同步时钟同相，即其移相比固定为0。HVDC、LVDC和LVAC三个端口中MMAB H桥的控制方法相似，这里以LVDC（g=3）为例进行介绍。
由式（31）、式（33）和式（34）可得MMAB的控制框图如图6所示。其中
（35）
（36）
图6中P3out/3为被控对象的扰动量iCi3m的前馈量。P4m_1m和P2m_1m为上一次的计算结果，应考虑一个控制周期Ts的延迟，图中Gd(s)和Gpwm(s)分别对应采样延迟环节和驱动脉冲的零阶保持环节，其传递函数分别为
（37）
（38）
图6 MMAB协同控制框图
Fig.6 Block diagram of the power coordinated control strategy for MMAB
图7所示为四端口电能路由器的工程示范样机，由控制柜和功率柜组成，逆变器功率器件采用IGBT，其他单元功率器件采用SiC MOSFET。其功率电路主要参数见表1。
图7 10kV/2MW四端口HFB-EER工程示范样机
Fig.7 10kV/2MW four-port HFB-EER prototype
表1 主电路参数
Tab.1 Power circuit parameters
参数数值 四端口模块数N1, N2, N3, N413, 5, 5, 5 HFT串联电感LrRm(R=1,2,3,4)/mH3.15 HVAC滤波电感Lg/mH5.6 LVAC滤波电感Lf/mH54 HFB频率fswitch/kHz20
HVAC端口除了兼顾无功补偿外，其主要功能是平衡四个端口之间的有功功率。在有功跟随模式下，必须保证其三相直流母线电压平衡，否则，母线电压上的二倍频振荡容易造成端口闭锁，影响系统正常运行。
三相有功负荷不均衡是造成HVAC端口三相直流母线电压不相等的一个重要因素。由于在系统工程示范样机上不便于模拟HVAC端口的三相不平衡有功负荷，这里改为在实验室样机进行验证，该实验室样机的结构与系统HVAC端口相似，即在图1所示HVAC端口框图的基础上，将HFT从HFB上断开，同时新增一个H桥H3，并将其输出侧并联，构成a、b、c三个低压直流母线，分别接电阻负载Ra、Rb和Rc，其中，m相(m=a，b或c)结构框图如图8a所示。CHB每相级联模块为3个，输入接380V电网，各模块直流母线电压参考值设为160V，高频H桥H2工作方式不变，桥臂输出占空比为50%的方波电压，H3工作于不控整流状态。
图8b为本文所提算法的实验结果，在Ra=Rb= Rc=5Ω时，CHB输入电流ia、ib、ic平衡，每相模块直流母线电压的平均值均为160V。当Rc从5Ω变为2.5Ω时，输入电流ic的幅值提高了15A，但三相模块直流母线电压保持平衡且稳定在160V，其动态过渡期约为150ms，最大变化约为15V。但是，若不采用负序电流注入，如图8c所示，在Ra=Rb=5Ω、Rc=2.5Ω时，三相模块直流母线电压无法平衡。即a、b相均比目标值高10V，c相比目标值低20V。通过上述对比实验可以看出，本文所提的功率解耦控制策略能有效克服其他端口造成的HVAC三相有功负荷不平衡问题，始终保持HVAC端口的三相直流母线电压均衡，且具有良好的动态性能。
电网电压不平衡也是造成HVAC端口三相直流母线电压不相等的另一重要因素。由于实验条件的限制，不易模拟不平衡电网电压，这里改为用仿真方式对所提算法进行验证，主电路拓扑如图8a所示，H桥H2和H3的工作方式与上述实验保持相同，仿真平台为Matlab/Simulink。当HVAC端口带三相不平衡有功负载Ra=Rb=5Ω、Rc=2.5Ω，且HVAC端口向电网注入20kvar容性无功功率时，三相电网电压幅值在t1时刻从um_sag = um_sbg = um_scg = 310V突变为um_sag = um_sbg = 295V，um_scg = 235V。HVAC有功跟随控制仿真波形如图9所示。从图9的仿真结果可以看出，三相直流母线电压可以很快达到平衡，过渡时间约为150ms，期间母线电压平均值最大波动约为10V。由此验证了在同时进行有功功率传递和无功功率补偿的条件下，本文所提算法能抑制电网电压不平衡和有功负荷不均衡，使HVAC端口的直流母线电压保持相等，且动态性能较好。
图8 HVAC有功跟随控制实验平台及波形
Fig. 8 Experiment bench and results for the active power control of CHB in the HVAC port
基于图7所示的工程示范样机平台，图10a和图10b分别给出了HVAC端口向10kV电网分别注入感性和容性无功功率的实验结果。无功功率从735kvar阶跃到860kvar。可以看出，过渡时间几乎为0。同时，测量结果显示电流谐波含量小于3%。实验结果证明了本文所提算法能很好地兼顾无功补偿功能，并网电流谐波指标达到了相关标准要求。
图9 HVAC有功跟随控制仿真波形
Fig.9 Simulation results for the active power control of CHB in the HVAC port
图10 HVAC端口无功功率控制实验波形
Fig.10 Reactive power injection results of HVAC
为了验证本文所提MMAB功率协同控制策略的稳态及动态响应性能，以图7所示的工程示范样机为实验平台进行了四端口的能量自循环实验。图11所示为实验结果，各变量符号如图1和图2所示，其中，usag、usbg和uscg为CHB的输入相电压。
图11a和图11b为直流端口循环功率一定时，交流端口循环有功功率从400kW阶跃到600kW的实验波形。当直流端口有功功率为300kW时，过渡时间约为30ms，直流端口电压和电流最大波动量分别为25V和80A；当直流端口循环有功为0时，过渡时间也约为30ms，直流端口电压和电流最大波动量分别为20V和60A。图11c为交流端口循环功率为400kW时，直流端口有功功率从200kW逐步增加到400kW的实验波形，过渡时间为15ms，此时，直流端口电压、电流及交流端口电流均无明显波动。图11d和图11e为交流端口循环功率为0kW, HVAC向电网注入100kvar感性无功功率，直流端口循环有功功率突变时的波形。当直流端口功率从200kW阶跃到400kW时，过渡时间为4ms，直流端口电压、电流及交流端口电流均无明显波动；当直流端口功率从-550kW阶跃到-100kW时，过渡时间为50ms，期间，直流端口电压最大波动值约为20V。
图11 四端口能量自循环实验波形
Fig.11 Experimental results of energy self-circulation
从上述实验结果可以看出：在能量自循环运行模式下，系统响应时间约为2个工频周期，随着功率阶跃增量变大，响应时间略有增加，但系统的电压和电流波动量均较小，证明了本文所提功率协同控制策略的有效性，能较好地满足工程应用需求。
按照上述方法在全功率范围内测试了各种不同情况，绘制出的系统效率曲线如图12所示，表明该四端口HFB-PET的最大效率达到了96%。
图12 系统效率曲线
Fig.12 System efficiency curve
传统共直流母线结构多端口电能路由器存在功率变换级数多、效率低、成本高且端口之间不便于实现两两隔离等缺点，基于MAB的多端口电能路由器中多绕组变压器设计困难，且不便于模块化设计和端口扩展。针对上述诸多弊端，本文提供了一种基于高频汇集母线的多端口电能路由器新拓扑，并结合大容量应用场合，提出了一种有效的能量自循环运行方案和系统效率计算方法。另外，由于基于新拓扑的电能路由器功率耦合特性增强，本文重点对于HVAC端口控制和MMAB控制提出了一种功率协同控制方法。相关方案和控制策略在国家重大示范工程上得到了实验验证，可进一步推广运用。
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Energy Self-Circulation Scheme and Power Coordinated Control of High-Frequency-Bus Based Electric Energy Router
Abstract A multi-port high-frequency-bus based electric energy router is presented in this paper. Compared with the conventional DC bus structure, this topology can reduce the number of cascaded power convertors and improve the system efficiency. Each port is isolated from each other, which can realize flexible grounding. It also has the features of modularity and scalability. In order to meet the requirements of full-power experiment and efficiency measurement in high-power applications, an energy self-circulation scheme is proposed, which can effectively reduce energy consumption and avoid the demand for high-power load. Moreover, to improve its dynamic performance, a power coordinated control strategy is developed. According to the distribution rule of three-phase average power, the injected positive- and negative-sequence currents are calculated to realize the control of high-voltage AC port under the conditions of unbalanced voltages and uneven active loads, the power cross-coupling suppression strategy is used for the system coordinated control. Finally, experiments performed on a 10kV/2MW prototype verify the effectiveness of the proposed scheme and control strategy.
keywords：Electric energy router, high-frequency-bus, energy self-circulation, coordinated control
中图分类号：TM721
DOI：10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.191760
国家自然科学基金重大项目（51490683）和国家重点研发计划（2017YFB0903200）资助。
收稿日期 2019-12-15
改稿日期 2020-01-01
文武松 男，1982年生，博士研究生，研究方向为大容量电力电子变换系统，电力电子变压器设计与控制。E-mail：wenwusong@163.com
赵争鸣 男，1959年生，教授，博士生导师，IEEE Fellow，研究方向为大容量电力电子变换系统、光伏发电、电机控制、无线电能传输等。E-mail：zhaozm@tsinghua.edu.cn（通信作者）
（编辑 郭丽军）