图1 LCCL RC的主电路拓扑
Fig.1 Circuit diagram of LCCL RC
摘要 为提高经颅磁刺激（TMS）的电流脉冲频率，该文提出一种基于电感-电容-电容-电感谐振变换器（LCCL RC）的电容器充电电源（CCPS）。首先，利用基波分析法推导出LCCL RC恒流输出以及逆变器输出电压与电流零相位条件的近似表达式；其次，对较小物理尺寸和较大电流增益的变换器的设计条件进行分析，根据仿真实验可得，以LCCL RC为充电电源的TMS系统脉冲频率是LCLC RC的1.21倍；最后，设计平均输出电流为1.15A、功率为118.37W的样机原型。结果表明，样机原型的实际电流增益为0.904，将3 300mF储能电容从0V充电至100V的时间为315ms。相对于LCLC RC电容器充电电源，其充电时间减少了21.25%。实验结果验证了该理论分析的有效性。
关键词：电容器充电电源 谐振变换器 经颅磁刺激 恒流源 高电流增益
经颅磁刺激（Transcranial Magnetic Stimulation, TMS）作为一种非接触式、无痛无损伤、非侵入性的刺激方式，在临床应用及脑功能基础研究上具有明显的优势[1]。TMS 技术主要依靠磁场发生器产生的脉冲磁场起到治疗效果，其中，电流脉冲主要由储能电容快速放置在大脑上方的线圈放电所产生[2]。TMS脉冲产生电路的组成包括电容器、电容器充电电路、变压器及连接电容器与线圈的电气开关[3]。电容器充电电源作为磁场发生器的重要组成部分，对TMS系统产生的脉冲磁场频率具有重要意义[4]。
电容器充电电源（Capacitor Charging Power Supply, CCPS）是一种用于电容充电的特殊充电电路[5]。CCPS需要在大范围的负载条件下运行，这是其与传统电源明显不同的地方[6]。应用于TMS的CCPS一般采用低频（50Hz）交流电源与大功率、大型变压器相结合的方式[7]。低频的充电系统通常有着较大的功率转换器尺寸和较低的转换效率，并且会产生大量的热量[8]。TMS器件中低效的充电拓扑限制了高频、大功率TMS的应用。
谐振变换器（Resonant Converter, RC）是目前电力变换器的首选拓扑结构[9]。这是由于其有着高频操作、结构紧凑、零电压开关、功率密度高、低电磁干扰和高效率[10]等优点。串联谐振变换器的应用领域主要包括恒流电源、感应加热、电磁声换能器、交直流转换及感应功率传输等[11]。当串联谐振变换器工作在逆变开关的工作频率小于谐振频率一半时，其显示出恒定的输出电流特性[12]。除了逆变开关在充电后期需要承受很高的峰值谐振电流外，串联谐振变换器还需要复杂的变频控制 [13]。相对于串联谐振变换器，并联谐振变换器有着更高的电压增益，这有助于降低变压器匝比和体积[14]。不过由于变频器内部存在较大的循环电流，会导致较高的开关导通损耗，最终会使变频器的效率出现明显降低。
分析电感-电容-电容（LCC）RC[15-16]，并将其应用于CCPS。恒频控制的LCC RC并不是一个稳定的恒流源[17]，其充电电流随时间逐渐减小，导致电容器的充电时间变长。电感-电容-电感（LCL）-T RC在一定条件下工作时，无论负载变化与否，其输出电流都是恒定的[18]。其中，T表示电路拓扑为T型结构。LCL-T RC具有低导通损耗、低开关损耗、易并联等优点，这使它成为恒流电源的理想选 择[19]。通过在LCL-T RC的一次侧增加一个钳位二极管，可以不通过检测负载的电压和输出电流就直接实现从恒流输出到恒压输出的特性变化[20]。由于不能有效控制电容的充放电间隔，该技术没有在CCPS中得到广泛应用。结合分布电容的电容器充电电源电感-电容-电感-电容（LCLC）RC[21]在一定条件下工作，可以产生恒定的电流。由于本身的高电压增益，其未使用变压器，这使得整体体积大大减小。但由于缺少变压器的隔离，整个电路的安全性得不到保障。在某种工作条件下，电感-电感-电容-电容（LLCC）RC依靠其自身特性产生的电流也是恒定的[22]。然而，在任意输入电压下，该RC与LCLC RC及LCL-T RC一样，有着固定的电流增益8/Π2。这限制了其输出电流的大小。文献[23]提出一种基于LCCL RC的滤波器，用于抑制开关频率附近电网的电流纹波，但其并不具备恒流特性，无法用于电容器充电。
TMS的不同刺激频率对于大脑皮层的兴奋性有着不同的作用[24]。2013年，于阳等研制了一种最大脉冲刺激频率为15Hz的TMS系统，对于某些精神类疾病及运动功能的恢复有着一定程度的疗效[25]。2018年，左金鑫设计了一套具有20Hz脉冲频率的经颅磁刺激系统，该系统可以产生单相波和双相波两种脉冲波形[26]。2020年，熊慧等设计了一种脉冲宽度可调的TMS激励源，其脉冲频率在0～10Hz内可调[27]。
目前对大鼠工作记忆的研究中，TMS的脉冲频率可以达到100Hz[28]。当输入为工频交流电时，以LCL-T RC或LCLC RC为恒流源的TMS并不能满足100Hz的频率要求。本文提出了一种新型LCCL RC电流源拓扑，通过在相同输入下提高对TMS中储能电容的充电速度，进而为提高经颅磁刺激的电流脉冲频率提供了参考。在保留输出电流恒定、输入电压与电流同相等其他RC优点的同时，设计了具有较高电流增益和较小变换器物理尺寸指标（Converter Physical Size Index, CPSI）的谐振元件参数。结果表明，相对于以LCLC RC为代表的其他高阶RC，以LCCL RC为恒流源的TMS具有更短的电容器充电时间及更高的电流脉冲频率。
图1为LCCL RC恒流源的主电路拓扑。该拓扑由谐振电感L1、谐振电容C1、电容C2及电感L2组成。其中，L2集成了电感L、变压器一次侧漏感Lkp及二次侧漏感Lks。全桥转换器由S1～S4 4个绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT）组成。S1、S4和S3、S2由恒定导通时间的方波电压驱动，并在设计的频率下以互补的方式切换。高频二极管（VD5、VD6、VD7和VD8）组成整流电路并连接到谐振网络，Co为负载电容；Vd为直流输入电压，Uo为负载电容电压。
图1 LCCL RC的主电路拓扑
Fig.1 Circuit diagram of LCCL RC
用基波分析法对LCCL谐振网络进行了等效分析。为不失一般性，令隔离变压器的匝数比n=1。在充电过程中，电容阻抗不断变化。本文利用可变电阻RL分析电容负载与RC工作特性之间的关 系[29]。LCCL RC的等效电路如图2所示。
图2 LCCL RC的等效电路
Fig.2 LCCL RC equivalent circuit diagram
Req由二次侧的整流器与RL等效得来，Vin,rms为直流输入电压Vd的基波分量的方均根值。由于变压器制造过程中绕组匝数、平均周长和间隙长度不同，其漏感与分布电容会有显著差异。本文将受变压器漏感与分布电容影响较少的L1和C1分别作为LCCL RC的谐振电感与谐振电容。
电感和电容的比值定义为
（1）
在相同输入条件下，电流增益H的大小与电容的充电速度呈正相关。所提RC的电流增益H可推导为
（2）
式中，Io为LCCL RC的平均输出电流；Zn为谐振网络的特征阻抗；Q为品质因数；wn为归一化开关频率，由开关角频率w 与谐振频率wo的比值所表示。
从式（2）可以看出，当满足式（3）时，变换器输出电流可以不依赖于负载，即
（3）
式中，
为电流增益H独立于品质因数Q时的归一化谐振频率。可以看出，当LCCL RC在式（3）的条件下工作时，整个电容充电过程中的输出电流保持恒定。
为使得所提拓扑能够工作在软开关条件下，在设计时要考虑到逆变器输出电压与电流之间的相位关系。流经谐振元件L1的电流可以有效地反映这种相位关系，其归一化方均根电流表达式为
（4）
式中，IB为电流基准值，即输入电压Vd与特征阻抗Zn的比值。A的表达式为
（5）
将恒流条件式（3）代入式（4），并利用式（4）的虚部和实部可以得到逆变器输出电压和电流之间的相位关系。其表达式为
（6）
由式（6）可以看出，当变换器工作在恒流条件wn=wi与a =ai时，
始终为0。这表明在电容器充电过程中逆变开关管的开关损耗很小。其中，ai为逆变器输出电压与电流零相位时两个电感之间的比值。ai的表达式为
（7）
结合式（3）与式（7），则式（2）中给出的电流增益可简化为
（8）
式（8）中显示的电流增益H比LCLC RC等传统谐振变换器多出一个与l 相关的因式。通过改变l值可以实现电流增益H的变化，进而影响到电容的充电速度。TMS的电流脉冲频率与电容器充电时间及放电时间有关。在以恒流源为电容器充电电源的TMS系统中，电容器的放电时间相较于充电时间是很短暂的，因此电容器充电速度的快慢决定着TMS脉冲频率的高低。一个取值合适的l 对于以LCCL RC为充电电源的TMS系统的脉冲频率至关重要。
谐振变换器中的4个谐振元件增加了恒流源的体积，因此本节对电路的物理尺寸进行了分析。CPSI代表的是谐振变换器的物理尺寸指标[18]。LCCL RC的物理尺寸指标可以表示为
（9）
式中，VL1N、IL1N、VC1N、IC1N、VL2N、IL2N、VC2N与IC2N为各个谐振元件在恒流条件式（3）与零相位条件式（7）下电压及电流的归一化值；M为LCCL RC的电压增益。
对式（9）进行化简，可得
（10）
从式（10）可以看出，LCCL RC的物理尺寸指标与电容比值l 及品质因数Q有关。容性负载的Q随着充电过程的进行不断变化。因此当负载为电容时需要考虑谐振变换器CPSI的变化过程。图3给出了不同电容比值l 下LCCL RC的物理尺寸指标随品质因数Q的变化情况。可以看出，CPSI的最小值与l 值成正比。
图3 不同电容比下的CPSI随品质因数变化
Fig.3 Variations of CPSI with the quality factor under different capacitance ratios
由于LCLC RC，LCL-T RC等谐振变换器的电流增益为固定的8/Π2，因此根据式（8）可得，使LCCL RC拥有高于普通RC电流增益的必要条件为
（11）
为了方便与LCLC RC[21]进行比较，本文选择谐振电感L1=229.80mH，谐振电容C1=0.43mF。根据特征阻抗Zn的一般表达式，可以计算出其大小为23.12W。由于实际制定的电感L1=239.20mH，因此Zn实际值为23.59W。本文实验部分的直流输入电压Vd与平均输出电流Io分别为30V和1.2A，将其代入式（2）并联立式（8），可确定特征阻抗Zn的另一表达式为
（12）
根据Zn的实际值与式（12），确定l=0.767，并且该l值满足式（11）。
如图3小坐标所示，当l=0.767时，其所对应的CPSI最小值约为5.32。将l=0.767代入式（3）后，可以得到输出电流大小不随品质因数而变化的归一化谐振频率wi=1.518。并且根据式（8），当l=0.767时，电流增益H=0.944。相对于其他高阶谐振变换器8/Π2的电流增益，理论上所设计的LCCL RC电流增益为其1.165倍。
将l=0.767代入式（7）后，可以得到ai=0.566。再根据式（1）、L1及C1值计算出下列谐振分量的值：L2=138.38mH，C2=0.33mF。对变压器的一次侧漏感与二次侧漏感分别进行了测量，为26.64mH与26.76mH。增加了一个82.97mH的电感，使得漏感与电感相加的实际值L2接近于计算值138.38mH。
当l=0.767时，电流增益H在不同归一化谐振频率wn和不同Q值下的变化情况如图4所示。可以看出，当wn=1.518时，在所有负载条件下（即所有Q）电流增益H都保持在0.944，这与理论分析一致。此外，即使wn工作在1.518附近，变换器也能保持恒定的电流输出。
图4 不同品质因数下电流增益随归一化谐振频率变化
Fig.4 Variations of current gain with normalized resonance frequency under different quality factors
当l =0.767时，在不同Q值下，逆变器输出电压与电流相位f 随wn的变化曲线如图5所示。当归一化谐振频率为1.518时，对于任意Q值，f 都为零。而且从图5可以看出，即使变换器工作在wi值附近，其对相位产生的影响也不大。
图5 不同品质因数下相位随归一化谐振频率变化
Fig.5 Variations of phase angle with normalized resonance frequency under different quality factors
通过PSPICE搭建了TMS仿真平台，分别对以LCCL RC为恒流源和以LCLC RC为恒流源的TMS系统进行了充放电仿真。其中，放电回路包含了储能电容Co与刺激线圈L。并且为了使仿真结果能够更加真实地反映电容放电的效果，本文在放电回路中加入了线圈内阻r，整体电路的仿真参数见表1。
表1 仿真参数
Tab.1 Simulation parameters
参 数数 值 LCCL RCLCLC RC 直流输入电压Vd/V311311 负载电容Co/mF3 3003 300 谐振电感L1/mH239.20239.20 谐振电容C1/mF0.430.43 开关频率f/kHz2416 变压器匝比n1— 负载电容最大充电电压Umax/V100100 刺激线圈L/mH9.369.36 放电回路内阻r/mW4040
输入电压是根据AC 220V工频交流电经过整流滤波得到的。由于不同RC的归一化谐振频率wn不同，即使它们的谐振频率wo相同，其对应的开关频率w 也会不同。应用于TMS的储能电容的电压范围为0～100V[27]，因此本文将负载电容最大充电电压Umax设为100V。放电阶段电流与时间的关系为
（13）
式中，
；
。当Uo=100V时，计算出的电流峰值为1 065A。此外，脉冲宽度与商业TMS激励源的脉冲宽度相同，设为160ms。
图6为100ms内分别以LCCL RC和LCLC RC作为电流源的磁场发生器的激励情况。图中，Uo为负载电容电压，IL为电流脉冲。小坐标为单个电流脉冲的波形。
根据仿真结果，基于LCCL RC电流源与基于LCLC RC电流源的TMS系统电流脉冲的平均幅值分别为1 062.4A与1 061.1A，这与计算峰值基本相同。由于第1个电流脉冲是负载电容电压从0V充电至100V时放电所产生，因此其所用时间相对其他电流脉冲较长。此外，可以计算出两种TMS系统的脉冲频率分别约为111Hz和92Hz，即前者的电流脉冲频率是后者的1.21倍。该结果体现了LCCL RC作为TMS电源在频率刺激方面的优势。
图6 以不同RC为电源的TMS系统的脉冲波形
Fig.6 Pulse waveforms of TMS system with different RC as power supply
为了验证上述分析设计的正确性与可行性，设计并测试了一个LCCL RC恒流源。样机原型电路如图7所示。对LCCL RC和LCLC RC进行了实验比较，实验参数见表2。
图7 LCCL RC样机原型电路
Fig.7 Prototype circuit of LCCL RC
考虑到在高电压输入下的频率对比更加明显，而在低输入电压下可以更直观地比较电容器的充电时间，因此本文将实验部分的直流输入电压Vd设为30V。
表2 实验参数
Tab.2 Experimental parameters
参 数数 值 LCCL RCLCLC RC 直流输入电压Vd/V3030 平均输出电流Io/A1.201.05 谐振电感L1/mH239.20239.20 谐振电容C1/mF0.430.43 负载电容Co/mF3 3003 300 负载电容最大充电电压Umax/V100100 开关频率f/kHz2416 变压器匝比n1—
图8为对负载电容器充电时两种谐振变换器的输出电流Ir与负载电容器两端电压Uo的变化情况。可以看出，当LCCL RC作为恒流源时，电容器电压从0V充至100V的时间为315ms。而当LCLC RC作为恒流源时，这个时间延长到了400ms。相对于后者，LCCL RC对电容器的充电时间减少了21.25%。这意味着在放电时间不变时以LCCL RC为电容器充电电源的TMS系统有着更短的电流脉冲产生周期，对于提高该TMS系统的电流脉冲频率有着重要作用。可以看出，在LCCL RC对电容充电的整个阶段，电容负载的电压保持线型上升。这表明其与LCLC RC一样，具有较好的恒流特性。
图8 电容电压和变换器的输出电流随时间变化
Fig.8 Changes in capacitor voltage and converter output current over time
为了验证LCCL RC的软开关特性，对负载电容电压为60V时开关电压US和逆变器输出电流IL1的波形进行了测量，结果如图9所示。可以看出，逆变器输出电流IL1的波形几乎与开关两端的电压US相一致，这表明其开关损耗趋近于零。
图9 开关电压与逆变器输出电流随时间变化
Fig.9 Variations in switching voltage and inverter output current over time
各个谐振元件电流IL1、IC1、IC2及IL2的波形如图10所示。
图10 各谐振元件的电流随时间变化
Fig.10 Variations in current of each resonant component over time
从图10可以看出，IL1、IC1及IC2等谐振分量的电流幅值随着电容充电而逐渐增大。由于L1与C1串联于回路中，因此电流IL1与IC1大小保持一致。在刚开始充电时，逆变器内的电流IL1几乎为0，说明所提LCCL RC具有一定的短路保护能力。由于工作在软开关状态，开关管发出的热量较小，这为电路能够长期稳定地工作提供了保障。此外，通过使用变压器进行隔离，也使得变换器能够工作在更加安全的状态。
4.3.1 LCCL RC的恒流特性
图11为LCCL RC在0～118.37 W内不同输出功率Po下的平均输出电流Io。实验样机的输出特性通过改变负载电阻获得。可以得出，在0～118.37W内的平均输出电流Io=1.15A，略小于表2中的设计值1.20A。根据式（2），可以得到样机原型的实际电流增益H=0.904。由于谐振元件的实际值与理论设计值略有不同，因此实际输出电流及电流增益会与理论值存在一定误差。逆变器输入电流随着输出功率的提高而增大导致开关与变压器中的损耗增加，使平均输出电流减小。实验结果表明，样机原型在0～118.37W的输出功率内的电流变化率为12.03%。
图11 不同输出功率下LCCL RC的平均输出电流
Fig.11 Average output current of LCCL RC under different output power
4.3.2 LCCL RC的效率
LCCL RC样机原型电路在不同输出功率Po下的效率h如图12所示。效率通过在固定输入直流电压下改变负载来测量。由于LCCL RC样机原型电路中的电压和电流同相，因此开关转换损耗很小。该样机原型的最大效率测量为86.4%。在LCCL RC样机原型电路中，大部分的损耗发生在IGBT和输出整流器的传导上。其余损耗主要归因于谐振电感及变压器中的铁心和绕组损耗。此外，在充电的初始阶段，IGBT与整流器上的压降与此时的电容电压几乎一致，因此会导致低输出功率时效率偏低。
图12 不同输出功率下LCCL RC 样机原型电路的效率
Fig.12 Efficiency of LCCL RC prototype circuit at different output powers
为了提高TMS的电流脉冲频率，本文从减少储能电容器的充电时间入手，设计了一种具有高电流增益、高电流稳定性、零电压开关特性的电容器充电恒流源。推导了变换器作为恒流源及实现零电压开关的条件，对以较小物理尺寸和较大电流增益为优化条件的变换器进行了设计。通过仿真对比得出所提拓扑作为TMS电源时所发出的脉冲频率是LCLC RC的1.21倍。搭建了样机原型，结果表明在0～118.37W的输出功率内，LCCL RC的电流增益为0.904，电流变化率为12.03%，相对于同样用于TMS电容器充电的LCLC RC拓扑，将3 300mF电容从0V充电至100V的时间减少了21.25%。实验结果显示以LCCL RC为电源的TMS系统有着更短的充放电周期，为实现更高电流脉冲频率的TMS提供了解决方案。
参考文献
[1] 张帅, 高昕宇, 周振宇, 等. 基于GrC模型的经颅磁声电刺激对神经元放电活动的影响[J]. 电工技术学报, 2019, 34(17): 3572-3580.
Zhang Shuai, Gao Xinyu, Zhou Zhenyu, et al. Effect of transcranial magnetic-acoustic electrical stimulation on neuronal discharge activity based on GrC model[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(17): 3572-3580.
[2] Li Jiangtao, Cao Hui, Zhao Zheng, et al. A study on the multichannel TMS device[J]. IEEE Transactions on Magnetics, 2017, 53(11): 1-5.
[3] Chen Yimei, Gao Guohui, Xiong Hui, et al. A multi- channel parameters adjustable magnetic field gener- ator[J]. The Review of Scientific Instruments, 2020, 91(2): 024709.
[4] Yu Xiao, Xi Weibin, Liu Zhimin, et al. Design of a 150T pulsed magnetic field generator device[J]. Fusion Engineering and Design, 2017, 121(10): 265- 271.
[5] 余波, 梁锐, 蒲亦非, 等. 超级电容器恒流充电的时域分数阶电路模型[J]. 电工技术学报, 2019, 34(17): 3533-3541.
Yu Bo, Liang Rui, Pu Yifei, et al. Time-domain fractional circuit model for constant current charging of supercapacitor[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2019, 34(17): 3533-3541.
[6] 王野, 姜万东, 叶佳虹, 等. 一种新型超级电容模组充电电源设计[J]. 电气技术, 2017, 18(5): 109- 112, 116.
Wang Ye, Jiang Wandong, Ye Jiahong, et al. Design a new super capacitor module for charging power[J]. Electrical Engineering, 2017, 18(5): 109-112, 116.
[7] Bouda N R, Pritchard J, Weber R J, et al. Methods of high current magnetic field generator for transcranial magnetic stimulation application[J]. Journal of Applied Physics, 2015, 117(17): 17B319.
[8] Peterchev A V, Murphy D L, Lisanby S H. Repetitive transcranial magnetic stimulator with controllable pulse parameters[J]. Journal of Neural Engineering, 2011, 8(3): 036016.
[9] 杨玉岗, 赵金升. 高增益对称双向LCLC谐振变换器的研究[J]. 电工技术学报, 2020, 35(14): 3007- 3017.
Yang Yugang, Zhao Jinsheng. Research on high-gain symmetric bidirectional LCLC resonant converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(14): 3007-3017.
[10] 孙加祥, 吴红飞, 汤欣喜, 等. 基于整流侧辅助调控的交错并联LLC谐振变换器[J]. 电工技术学报, 2021, 36(10): 2072-2080.
Sun Jiaxiang, Wu Hongfei, Tang Xinxi, et al. Inter- leaved LLC resonant converter with auxiliary regu- lation of rectifier[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2021, 36(10): 2072-2080.
[11] 杨博, 葛琼璇, 赵鲁, 等. 基于输入串联输出并联的双向全桥串联谐振DC-DC变换器系统控制策略研究[J]. 电工技术学报, 2020, 35(12): 2574-2584.
Yang Bo, Ge Qiongxuan, Zhao Lu, et al. Control strategy of dual bridge series resonant DC-DC converter system based on input series output parallel connection[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(12): 2574-2584.
[12] 梁勖, 赵读亮, 林颖, 等. 基于可控LC串联谐振的高重频高精度脉冲充电电源[J]. 高电压技术, 2018, 44(9): 3022-3027.
Liang Xu, Zhao Duliang, Lin Ying, et al. High repetition rate and high accuracy capacitor charging pulse power supply based on controllable LC series resonance[J]. High Voltage Engineering, 2018, 44(9): 3022-3027.
[13] 杨博, 葛琼璇, 赵鲁, 等. 双向全桥串联谐振DC/DC变换器回流功率特性优化[J]. 中国电机工程学报, 2019, 39(23): 6990-6999, 7112.
Yang Bo, Ge Qiongxuan, Zhao Lu, et al. The back-flow power optimization of dual bridge series resonant DC/DC converter[J]. Proceedings of the CSEE, 2019, 39(23): 6990-6999, 7112.
[14] 朴政国, 户永杰, 郭裕祺. 一种基于并联谐振的高频隔离型并网逆变器[J]. 电工技术学报, 2018, 33(2): 322-330.
Piao Zhengguo, Hu Yongjie, Guo Yuqi. High- frequency isolated grid-connected inverter based on parallel resonance[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2018, 33(2): 322-330.
[15] 袁臣虎, 杜永恒, 刘晓明, 等. LCC谐振式永磁机构储能电容恒流充电控制[J]. 电工技术学报, 2020, 35(增刊2): 432-439.
Yuan Chenhu, Du Yongheng, Liu Xiaoming, et al. Constant current charging control of LCC resonant permanent magnet mechanism energy storage capacitor[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(S2): 432-439.
[16] Jafari H, Habibi M. High-voltage charging power supply based on an LCC-type resonant converter operating at continuous conduction mode[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2020, 35(5): 5461-5478.
[17] 伍梁, 孙晓玮, 赵钧, 等. 基于大信号模型的多模块LCC级联变换器输出电压不均衡分析法[J]. 电工技术学报, 2020, 35(24): 5142-5151.
Wu Liang, Sun Xiaowei, Zhao Jun, et al. Analysis of output voltage imbalance for cascaded multi-module LCC converters based on large-signal model[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(24): 5142-5151.
[18] Khoshsaadat A, Moghani J S. Fifth-order T-type passive resonant tanks tailored for constant current resonant converters[J]. IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers, 2017, 65(2): 842-853.
[19] 罗全明, 邹灿, 支树播, 等. 基于LCL-T半桥谐振变换器的LED恒流驱动电源[J]. 电工技术学报, 2013, 28(12): 319-324.
Luo Quanming, Zou Can, Zhi Shubo, et al. Constant current LED driver based on LCL-T half bridge resonant converter[J]. Transactions of China Elec- trotechnical Society, 2013, 28(12): 319-324.
[20] 罗全明, 邹灿, 支树播, 等. 二极管钳位型LCL-T半桥谐振恒流LED驱动电源[J]. 电机与控制学报, 2013, 17(6): 8-14.
Luo Quanming, Zou Can, Zhi Shubo, et al. Constant current LED driver based on LCL-T half bridge reso-nant converter with clamping diode[J]. Electric Machines and Control, 2013, 17(6): 8-14.
[21] Xiong Hui, Wang Yuling, Liu Jinzhen, et al. Deve- lopment of compact rapid capacitor charging power supply for TMS[J]. IET Power Electronics, 2020, 13(12): 2651-2657.
[22] Khoshsaadat A, Khoshooei A, Mohammadi M. Analysis and design of a new current-source output load resonant converter with high capability in line and load regulation[J]. IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers, 2020, 67(8): 2849- 2858.
[23] 方旌扬, 肖国春, 郑力夫, 等. 一种LCCL滤波器及其在半桥电力有源滤波器中的应用[J]. 电工技术学报, 2016, 31(22): 125-136.
Fang Jingyang, Xiao Guochun, Zheng Lifu, et al. An LCCL filter for a half-bridge active power filter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2016, 31(22): 125-136.
[24] Iglesias A H. Transcranial magnetic stimulation as treatment in multiple neurologic conditions[J]. Current Neurology and Neuroscience Reports, 2020, 20(1): 1.
[25] 于阳, 李玥, 张广浩, 等. 适用于临床及动物试验的高频重复经颅磁刺激系统设计及其应用[J]. 高电压技术, 2013, 39(1): 181-187.
Yu Yang, Li Yue, Zhang Guanghao, et al. Design and application of high frequency repetitive transcranial magnetic stimulation system for clinical and animal tests[J]. High Voltage Engineering, 2013, 39(1): 181-187.
[26] 左金鑫. 经颅磁刺激仪电源系统的研究与优化设计[D]. 武汉: 华中科技大学, 2018.
[27] 熊慧, 王玉领, 付浩, 等. 一种应用于经颅磁刺激脉冲宽度可调的节能型激励源[J]. 电工技术学报, 2020, 35(4): 679-686.
Xiong Hui, Wang Yuling, Fu Hao, et al. An energy efficient excitation source for transcranial magnetic stimulation with controllable pulse width[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(4): 679-686.
[28] 郭苗苗, 王中豪, 张天恒, 等. 经颅磁刺激模式差异性对大鼠工作记忆神经网络关联特性的影响研究[J]. 电工技术学报, 2021, 36(18): 3809-3820.
Guo Miaomiao, Wang Zhonghao, Zhang Tianheng, et al. Effect of different patterns of transcranial magnetic stimulation on the correlation of neural network during working memory task of rats[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(18): 3809-3820.
[29] Pollock H. Constant frequency, constant current load- resonant capacitor charging power supply[J]. IET Electric Power Applications, 1999, 146(2): 187-192.
Design of New Transcranial Magnetic Stimulation Capacitor Charging Power Supply Based on LCCL Resonant Converter Topology
Abstract To increase the frequency of transcranial magnetic stimulation (TMS) electrical current pulses, a kind of capacitor charging power supply (CCPS) based on inductor-capacitor-capacitor- inductor resonant converter (LCCL RC) is proposed in this paper. Firstly, the approximate expressions of the LCCL RC constant current output and the zero-phase condition of the inverter output voltage and current are derived by first harmonic approximation. Secondly, the design conditions of the converter with smaller physical size resonant network size and larger current gain are analyzed. According to the simulation, the pulse frequency of TMS system using LCCL RC as charging power supply is 1.21 times that of LCLC RC. Finally, a prototype with an average output current of 1.15A and a power of 118.37W is designed. It is shown that the actual current gain of the prototype is 0.904, and the time to charge the 3 300mF storage capacitor from 0V to 100V is 315ms. Compared with the LCLC RC capacitor charging power supply, the charging time is reduced by 21.25%. The experimental results verify the theoretical analysis.
keywords：Capacitor charging power supply, resonant converter, transcranial magnetic stimu- lation, constant current source, high current gain
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211693
中图分类号：TM154
国家自然科学基金（61871288）、天津市高等学校创新团队培养计划（TD13-5036）和天津市自然科学基金（18JCYBJC90400, 18JCQNJC84000）资助项目。
收稿日期 2021-10-25
改稿日期 2022-02-06
熊 慧 女，1978年生，教授，硕士生导师，研究方向为生物医学电磁学。E-mail: xionghui@tjpu.edu.cn（通信作者）
秦涛涛 男，1995年生，硕士研究生，研究方向为TMS电源系统。E-mail: 2972183958@qq.com
（编辑 陈 诚）