图1 能量信息一体化系统示意图
Fig.1 Schematic diagram of power information integration system
摘要 电力电子变换器通过功率和数据信息复合调制，使其在电能变换传输的同时实现数据信息的传输，达成了能量信息的一体化，极大地促进了电力电子装置的数字化和智能化。为进一步提升变换器能量信息一体化中的通信速率，该文针对交错并联DC-DC变换器的电路结构，提出基于多进制正交幅度调制（MQAM）的能量信息一体化技术。首先介绍基于MQAM的交错并联变换器能量信息一体化的原理；其次建立变换器传输电能和信息的数学模型并进行分析；然后提出适合电力电子变换器的基于MQAM的能量信息一体化实现方法，使其在负载变化工况下仍能进行信息的传输；最后通过一台交错并联的5V/10V Boost变换器完成技术的验证。该技术在电能可靠变换传输的条件下，大幅提升了通信速率，可作为电力电子变换器实现高水平能量信息一体化的参考。
关键词：交错并联DC-DC变换器 能量信息一体化 多进制正交幅度调制 开关纹波
随着国家《第十四个五年规划和2035年远景目标纲要》的发布，智慧能源将成为今后几年重点发展与建设的方向，其中源网荷储互动、多能协同互补、用能需求智能调控[1-4]均会利用到电力电子技术和信息技术。近些年，不断有学者尝试将电力电子与信息交叉融合，从起初通过单纯的电压或频率扰动携带简单信息以便实现控制策略[5-6]，到目前提出能量信息一体化的概念，逐渐将电力电子变换蕴含的信息特性发挥了出来。
电能变换与信息传输有本质上的联系，文献[7-8]对电力电子变换内含的信息特性进行了分析阐述，并对基本的能量信息一体化实现方法：功率数据单载波调制法和功率数据双载波调制法做了介绍和验证，具有指导意义。针对功率数据单载波调制的能量信息一体化方法，文献[9-11]采用频移键控（Frequency Shift Keying, FSK）调制，在确保电能质量的条件下，使电力电子变换器成为通信载体，但该方法数据调制方式单一且存在无法调节信号强度的局限性。针对功率数据双载波调制方式，文献[12]通过相位这一自由度，使用相移键控（Phase Shift Keying, PSK）调制，将相位扰动量加以调控，不仅成功地在直流分布式电源系统中传输信息，还使其具备了调节信息强度的功能。文献[13]考虑了信噪比对能量信息一体化的影响，依据香农定理通过直接序列扩频（Direct Sequence Spread Spectrum, DSSS）和PSK结合的方法，在低信噪比情况下实现了信息传输，但其频带利用率较低。文献[14]应用跳频-差分相移键控（Frequency Hopping-Differential Phase Shift Keying, FH-DPSK）调制，并通过添加基于频率切换的过渡过程抑制了相位切换时引起的电压扰动，提升了能量信息一体化的质量，但对于多进制信息传输时过渡过程的频率选择较为苛刻。文献[15]使用正交频分复用-差分相移键控（Orthogonal Frequency Division Multiplexing-Differential Phase Shift Keying, OFDM-DPSK）调制，实现了数据信息的多路并行传输，并给出了具有通信功能的变换器的设计方法，但在较窄频带中实现多路传输需要各路数据载波频率在码元周期内相正交，就意味着实现更多路信息的传输会使码元周期增大，导致信息传输速率的提升受限。文献[16-18]改进了功率数据时分复用传输（Power Data-Time Division Multiplexing Transmission, PD-TDMT）结构，抑制了电磁干扰，延长了信息传输距离，并将其应用到了电池管理系统和光伏系统，实现了主动电池平衡，使光伏系统的输出功率最大化。文献[19-20]将能量信息一体化技术应用到了能源互联网组件——电能路由器上，重构了电能路由器的物理层、链路层和网络层，使其更加智能化。将上述研究用图1所示的能量信息一体化系统示意图概括表示，其通过将电能和数据信息一体化传输至目标变换器，使目标变换器根据所接收的信息调节自身工作状态，达成电能调控的目的。但能量信息一体化中的通信速率与现有成熟的通信技术相比依旧较低[21]，目前只能满足低数据量和对通信速率要求不高的应用场景，且对通信过程的分析与验证均是在稳态工况下进行的，没有考虑负载变化的工况。
图1 能量信息一体化系统示意图
Fig.1 Schematic diagram of power information integration system
本文针对目前能量信息一体化的具体实现中通信速率较低的现状，提出了基于多进制正交幅度调制（Multiple Quadrature Amplitude Modulation, MQAM）的交错并联DC-DC变换器能量信息一体化技术。通过分析交错并联结构的变换器与MQAM间的联系，揭示了二者在信息传输上所具有的一致性并说明了所提技术的原理，还建立了交错并联变换器传输电能与信息的数学模型并加以计算分析，得到解调环节的相关参数。提出了适用于变换器的能量信息一体化实现方法，并通过仿真与实验进行了验证。本文提出的技术，在电能变换传输可靠的情况下，通过单一通信载波频率将多进制数据信息并行传输，大幅提升了通信速率；在负载变化工况下仍能实现通信，且比特出错概率较低；无需使用额外的通信外设，只需在变换器控制中增添相关环节即可。该技术为电力电子变换器的能量信息一体化发展提供了参考。
MQAM利用两路正交载波的多种幅度来携带信号，MQAM信号的形式为
（1）
式中，gT(t)为基本脉冲；A为脉冲幅值；
为载波频率；参数组（acn, asn）为当前信号点。M进制正交幅度调制与对应的比特数K的关系为
（2）
以数据信息发送端能够再现固定数量的幅值和相位为前提，以4个幅度和4个相位为例，对PSK、幅移键控（Amplitude Shift Keying, ASK）和MQAM进行对比（每个符号的信息量为log2(NS)bit，NS为符号数）。在采用PSK（即4个不同的相位）和ASK的情况下（即4个不同的幅值）各有4个等概的符号，则每个PSK或ASK符号的信息量为2bit。在采用MQAM的情况下，通过4个不同幅值和4个不同相位的组合能得到16个等概的符号，则每个MQAM符号的信息量为4bit。在所有调制方案的码元周期相等的情况下，即在同一时段内每种调制方式传输的符号数量是相同的，由于MQAM较之PSK和ASK每个符号的信息量更高，则采用MQAM可大幅提升通信速率[22-23]。
MQAM解调环节如图2所示。所传输的M进制数据通过串并变换得到K位二进制数据，再根据图3所示的信号星座图确定信号点（acn, asn），最后以式（1）形式发送；接收侧通过相干解调和脉冲解耦得到信号点（r0, r1），再通过最小距离判决确定发送的信号点（acn, asn），最后经比特数K并串变换得到所传输的M进制数据。最小距离判决如式（3）所示，该判断信号的方法使MQAM解调具有一定的噪声容限，使信息传输呈现低比特出错概率特性。
（3）
式中，an为与
最邻近的
点对应的点。
图2 MQAM解调环节
Fig.2 MQAM and demodulation link
图3 矩形MQAM信号星座
Fig.3 Rectangular MQAM signal constellation diagram
通过图4所示的功率数据双载波调制，将数据调制到低频数据载波上，其再与功率调制量相叠加得到调制波，进而与三角载波比较后得到开关管的控制信号，则如图5所示的交错并联DC-DC变换器中的开关管控制信号在各自数据载波周期Td内的占空比及相位可作为传输数据信息的自由度。
图4 功率数据双载波调制
Fig.4 Power data dual carrier modulation
图5 交错并联的Boost变换器电路
Fig.5 Interleaved parallel Boost converter circuit
以工作在连续导通模式（Continuous Condu- ction Mode, CCM）的Boost变换为例，在两支路电感电流平均值相等的前提下[24]，通过功率数据双载波调制得到的S1、S2控制信号分别控制i1与i2。当开关频率fs很高或电感值L足够大时，有
（4）
式中，Vin为变换器输入电压；Vout为输出电压；toff为每开关周期内的关断时间，当式（4）成立时，在S1、S2关断时段内，i1与i2的值可视为常量I，则在第N个数据载波周期中i1N、i2N为
（5）
（6）
式中，
；Ts为开关周期，每个数据载波周期包含n个开关周期；
为各路对应的开关周期内的占空比；
=1-。
电流i中的高频含量基本流过电容C，则电容电流iCN为
（7）
式中，Vdc为输出电压Vout的直流分量；R为负载电阻。忽略电容等效串联电阻（Equivalent Series Resistance, ESR）影响，则输出电压纹波VoutNr为
（8）
i1N(t)与i2N(t)中所含的数据载波频率分量的波形
与
为
（9）
对式（8）右侧的积分求解得到输出电压纹波为
（10）
与式（1）对比，式（10）等号右侧的前两项具有不同幅值和相位，令q1-q2=p/2，使其正交后，式（1）与式（10）便可相互联系。因此，变换器的输出电压纹波相当于进行过正交幅值调制的信号波。式（10）同时也说明了在不考虑线路阻抗的情况下，变换器输出电压纹波中的数据载波频率分量由数据载波和变换器的结构参数决定，与变换器的负载类型无关，故而可将能量信息一体化传输的接收端简化为阻性负载R进行后续的分析和验证。
由以上分析的MQAM与交错并联结构的联系可得到如图6所示的基于MQAM的交错并联DC- DC变换器的传输数据信息时的波形，以传输16进制数据{F, A, 4}为例（下文的分析和验证均以16QAM为例），将数据串并转换为4位二进制数据，再依据图7所示的信号星座图中对应的坐标进行数据调制，如0100对应坐标为（-1, -3），图7采用了二维格雷编码，使四周邻近的信号点间只差1个bit，可以减轻由误码造成的bit损失[25]；将（-1, -3）调制成频率为fd，相位差为90°，幅值为-A与-3A的方波载波分别叠加在S1、S2的功率调制量上；经过功率数据双载波调制，使i1与i2在对应的数据载波周期Td含有频率为fd，正交且幅值呈比例的正弦成分；最后对输出电压纹波进行类似MQAM的解调就可得到所传输的数据信息。
图6 基于MQAM的变换器传输数据信息时的波形
Fig.6 The waveforms of the data information transmitted by the converter based on MQAM
图7 矩形信号星座图
Fig.7 Rectangular signal constellation diagram
交错并联DC-DC变换器采用功率数据双载波调制达成MQAM时，为使输出电压满足要求，则经数据调制的信号在每个数据载波周期内的平均值应为0，即每个数据载波周期内的平均占空比保持不变；为使输出电压纹波与MQAM信号等效，则要求每个数据载波周期内两支路电流的数据载波频率分量幅值与当前数据载波幅值呈比例。以下对不同三角载波与数据载波的频率比对功率数据双载波调制的影响展开分析。
变换器的三角载波频率为fs，周期为Ts，数据载波频率为fd，周期为Td，设fs与fd之比为n，且n为正整数，那么n=2k或2k+1，其中k为非负整数，k值为2c或2c+1，c为非负整数。四种情况的调制波与载波如图8所示，以一个数据载波周期为例，交错并联的两支路开关管的功率调制量相同，数据载波为频率为fd，相位差为90°的等幅方波，根据n的取值可分为四种情况，表1为各情况下两支路控制信号在数据载波周期内的平均占空比。
图8 四种情况的调制波与载波
Fig.8 Modulation wave and carrier wave of four situations
表1 各情况两控制信号在数据载波周期内的平均占空比
Tab.1 The average duty cycle of the two control signals in each case in the data carrier period
情况N 12k+1 (k=2c+1) 22k+1 (k=2c) 32k (k=2c+1) 42k (k=2c)
表1中，2Ac为三角载波峰峰值，Ab为功率调制量，仅由功率调制波控制的占空比d=Ab+Ac/(2Ac)，由表1可知，n=2k+1时，两控制信号的平均占空比
=d¹d2，无法使输出电压满足要求；n=2k时，两控制信号的平均占空比=d2=d，可使输出电压满足要求。
对n=2k的两种情况下两支路电流中数据载波频率分量的幅值进行计算，得到如图9所示的不同取值下两支路电流中数据载波频率分量的幅值比。通过分析可知，三角载波频率与数据载波频率之比为n=2k=4c时，能够严格满足输出电压的要求以及输出电压纹波与MQAM信号的等效；当n=2k=4c+2且c≠0时，两支路电流中数据载波频率分量的幅值比不小于0.97，可认为输出电压纹波与MQAM信号等效，从而增大了频率比的选择范围。
图9 不同取值下两支路电流中数据载波频率分量的幅值比
Fig.9 Theamplitude ratio of the components of data carrier frequency in the two branch currents with different values of k
将开关管关断时段的电流变化量视作0，以第N个数据载波周期为例，建立变换器传输电能和信息的数学模型，在该周期内，电流i1N为
（11）
（12）
式中，
；
。
DxNoffTd为数据载波周期内电流非0时段的集合，其中d为功率调制波控制的占空比，Ax为对应支路数据载波的幅值，其值由第1节中的信号星座决定。
电流i2N为
（13）
（14）
式中，
；
。
由式（11）～式（14）可知，在一个数据载波周期内，DxNoffTd的总时长为(1-d)Td，则i1N与i2N的直流分量均为Vdc/(2R)，i的直流分量为Vdc/R，流经负载R，该部分为变换器传输的电能部分。
流经电容的电流高频分量iCN，此部分为变换器传输的信息部分，其值为
（15）
其中
TxNon/off =DxNon/offTd
通过式（8）可得，输出电压纹波中数据载波频率谐波幅值为
（16）
则数据载波频率下的两正交分量幅值分别为
（17）
联立式（8）、式（15）～式（17），可得
（18）
类似地，将信号星座图各点对应的A1、A2值代入式（18）即可得到解调星座图，并以此完成最小距离判决。图10为第1节中图7信号星座图的解调星座图。
图10 解调星座图
Fig.10 Demodulation constellation diagram
图10中，X为当A1与A2的值为A时的数据载波频率下正余弦分量的幅值。通过改变A的值可以调节输出电压中的信号强度，但应避免出现过调制。
结合第2节的分析，改进现有的MQAM解调环节，形成了基于MQAM的交错并联DC-DC变换器能量信息一体化实现方法，如图11所示。
图11 基于MQAM的交错并联DC-DC变换器能量信息一体化实现方法
Fig.11 Realization of power information integration of interleaved parallel DC-DC converters based on MQAM
因从解调角度上看，功率数据双载波调制中使用方波作为数据载波时，可达到与使用同频正弦载波相同的调制效果[14]，故采用在变换器控制中更易实现的方波作为星座信号（A1, A2）的载波；因输出电压纹波中只有数据载波频率分量携带信息，故将输出电压经隔直、带通滤波、放大环节处理，将得到的数据载波频率量输入接收侧MCU的AD接口进行解调，使数据接收方案得到优化；因相干解调的关键在于引入与调制载波同频同相的解调参考信号，故在信息传输的帧格式中添加了同步位，使接收侧产生同频同相的解调信号。
经过上述步骤得到解调窗口内的两相干解调支路的输出量即为（r0, r1），该输出量与式（18）中的值的关系为
（19）
式中，Gdb与Gbp分别为隔直和带通滤波传递函数；H为放大倍数。将该输出量通过解调星座图和最小距离判决即可解调出所传输的数据信息。
对于稳态工况，通过第1节所述的方法步骤，能够正确解调出所传输的数据信息，但当负载发生变化时，输出电压纹波也会随之改变，从而导致相干解调结果的变化，若仍使用原有的解调星座图进行最小距离判决，将会解调出错误信息。
在负载发生变化时，虽然输出电压纹波中数据载波频率下正交量幅值发生了变化，但由式（18）可知，两正交量幅值比仍为A1/A2，可将此不变量和一路相干解调值的极性作为数据信息解调的依据，得到如图12a所示的解调星座图，但由于两路的数据载波幅值存在等值或等比情况，会出现图中阴影处的多个数据信息对应同一解调判决的情况，导致无法解调16进制数据，限制了通信速率。为避免前述情况的发生，需要|A1|/|A2|有4个不同的取值且数值大小相邻的A1/A2的差值应相等，从而得到图12b，使A1/A2和一路相干解调值的极性作为解调判决能够解调16进制数据，且其解调星座图依旧可以使用基于欧几里得距离的最小距离判决。
图12 幅值比/极性解调星座图
Fig.12 Amplitude ratio/polarity demodulation constellation diagram
根据第2、3节所提出的模型与方法，建立了交错并联的Boost变换器能量信息一体化模型，并对其进行了仿真分析。在仿真分析与实验验证中所采用的信息传输的帧格式如图13所示，每帧信息的长度为10，包含长度为1的帧头和长度为9的数据信息，每个长度均为一个码元周期Tb，令Tb=5Td，其中，帧头的前4Td不携带码元信息，即此时段内输出电压不含数据载波频率的分量，后Td携带码元信息4。这种帧格式的设计是为了方便数据信息的解调。在能量信息一体化传输过程中，通过解调窗口长度为Td的滑窗DFT检测输出电压纹波中数据载波频率分量幅值来使解调信号与载波同步，并立即对后续数据信息位进行解调窗口长度为5Td的相干解调。Boost变换器的参数见表2。
图13 信息传输的帧格式
Fig.13 Frame format of information transmission
由表2可得，该基于MQAM的交错并联Boost变换器能量信息一体化传输的通信速率Rb为
表2 Boost变换器主要参数
Tab.2 Main parameters of Boost converter
参 数数 值 输入电压Vin/V5 输出电压Vout/V10 电容C/mF100 电感L1, L2/mH1 000 负载R/W5 开关频率fs/kHz100 数据载波类型方波 数据载波频率fd/kHz12.5 数据调制方式MQAM 码元周期/ms0.4 码元进制16进制 解调窗口/ms0.4
（20）
图14为稳态和负载变化工况下的变换器能量信息一体化仿真结果，在10ms的时间内发送了1帧的数据如图14a所示，所发送数据的帧格式与图13一致，该帧中数据信息位上的9个码元为{6, 4, 2, D, F, D, 5, E, 0}。在负载电阻为5W 的稳态工况下，数据信息经串并变换，通过图7的信号星座映射和功率数据双载波调制后控制变换器，使变换器输出如图14b所示的电压波形，其中由于数据信息的传输而引起的纹波幅值的峰值约为0.3V，占直流输出的3%。经滤波、放大处理后的电压纹波通过正弦和余弦相干解调后得到如图14b所示的解调输出波形，通过图10的解调星座图与最小距离判决表达式，得到4bit数据信号，而后经并串变换得到的数据信息，与所发送帧中的9个码元相一致，只是延迟了一个解调窗口时间。
图14c为在负载变化工况下的变换器能量信息一体化波形，负载在4ms时由5W 变为2W，整个数据信息发送过程中的调制与解调均通过图12b所示的信号星座图和解调星座图完成。由图14c中正余弦解调输出波形可知，在负载变化前后经正弦和余弦相干解调所得的值有显著变化，但二者的比值基本不变，通过图14c中所示的解调输出量之比与正弦相干解调值的极性以及最小距离判决表达式，可得到解调后的数据信息，其与所发送的数据信息一致。
图14 变换器能量与信息相关波形
Fig.14 Power and information waveforms of converter
通过仿真分析可知，采用第3节的实现方法，能够使变换器在输出稳定直流10V的同时完成数据信息的传输，针对稳态或负载变化的工况，可依据对应的信号和解调星座图对变换器进行功率数据双载波调制与解调且均能够得到正确的数据信息。对比不同工况下能量信息一体化的实现过程，负载变化工况下对数据信息的编码和调制较之稳态工况更加复杂且会使两支路开关管的占空比扰动不平衡。
通过一台5V/10V的交错并联Boost变换器完成了实验验证，变换器参数与表2一致。使用的MCU型号为TMS320F28335，AD芯片型号为AD7656。
变换器能量信息一体化传输如图14a所示的数据信息。图15为负载电阻为5W 时，变换器能量信息一体化的实验波形，图15a中，Vout为输出电压，
为输出电压Vout的交流分量，Vads为输入AD采样端口的电压，V3rd为解调出的16进制码元数据的第3位经DA转换的输出波形，变换器输出电压为10V，信息传输时的电压纹波峰值不超过400mV。图15b中，V0th～V3rd分别为16进制码元数据的第0～3位经DA转换的输出波形，解调出的码元与所发送的码元序列一致，证明了所提方法在稳态工况下，可在确保电能变换传输质量的同时实现数据信息的传输。图15b中的V3rd～V0th滞后了图15a中Vads一个解调窗口时段Tb。
图15 稳态工况下变换器能量信息一体化波形
Fig.15 Waveforms of power information integrated of converter under steady condition
图16为负载由5W 变为2W 时，变换器能量信息一体化的实验波形，图16a中，Vout为输出电压，Vads为输入AD采样端口的电压，V3rd为解调出的16进制码元数据的第3位经DA转换的输出波形，图16b中，V0th～V3rd分别为16进制码元数据的第0～3位经DA转换的输出波形。从图中可看出，变换器在能量信息一体化传输1帧数据的过程中，负载虽然发生了变化，但仍解调出了正确的码元序列，证明了所提方法经过对数据调制和解调环节的改进可以在负载变化的工况下实现电能与信息的一体化传输。
图16 负载变化工况下变换器能量信息一体化波形
Fig.16 Waveforms of power information integrated of converter under load change condition
本文在电力电子技术与信息技术的基础上，对电力电子变换器能量信息一体化做了优化。所提出的基于MQAM的交错并联DC-DC变换器能量信息一体化技术，提升了通信速率，且适用于负载变化的工况。通过理论推导与实验对所提方法进行了分析和验证。
采用本文所提技术对交错并联DC-DC变换器的控制信号加以调制达成了MQAM的效果，实现了16进制数据信息的传输，通信速率达到了10kbit/s，使之相较于PSK或ASK方式拥有更高的通信速率。根据变换器能量信息传输数学模型，将变换器传输的电能部分和信息部分区分开，既得到了信息解调的判据，也更直观地说明了电力电子变换含有信息传输的属性。依据变换器的控制运行特点，通过简化调制和优化解调，提出了适用于变换器的基于MQAM的能量信息一体化实现方法，能够满足电能与通信要求。通过改进调制与解调环节中的星座图，使变换器在负载变化工况下仍能准确完成通信，扩展了变换器能量信息一体化的应用工况。本文所提技术方法可作为电力电子变换器提升能量信息一体化水平的参考。
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Power Information Integration Technology of Interleaved Parallel DC-DC Converters Based on MQAM
Abstract The power electronic converters realize the transmission of data information while converting and transmitting power through the compound modulation of power and data information, and achieve the power information integration, which greatly promotes the digitization and intelligence of power electronic devices. In order to further improve the communication rate in the power information integration of converters, this paper proposes a power information integration technology based on Multiple Quadrature Amplitude Modulation (MQAM) for the circuit structure of interleaved parallel DC-DC converters. First, the principle of power information integration of interleaved parallel converters based on MQAM was introduced. Then the mathematical model of the converter's transmission of power and information was established and analyzed. Furthermore, animplementation method of the MQAM-based power information integration suitable for converters was proposed, so that the converters can still transmit information under load change conditions. Finally, an interleaved parallel 5V/10V boost converter verified the proposed technology. Under the condition of reliable conversion and transmission of power, this technology greatly increases the communication rate. It can be used as a reference for power electronic converters to achieve high-level power information integration.
keywords：Interleaved parallel DC-DC converters, power information integration, multiple quadrature amplitude modulation (MQAM), switching ripple
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211241
中图分类号：TM46
国家自然科学基金智能电网联合基金资助项目（U2166213）。
收稿日期 2021-08-11
改稿日期 2022-01-05
郭 昊 男，1994年生，博士研究生，研究方向为电力电子变压器与电能控制。E-mail: chinaaaoo@163.com
李 岩 男，1962年生，教授，博士生导师，研究方向为变压器、永磁电机及其控制。E-mail: eeliyan@126.com（通信作者）
（编辑 陈 诚）