图1 两级式车载充电机拓扑
Fig.1 Topology of the two-stage on-board charger
摘要 图腾柱功率因数校正（PFC）被广泛应用于电动汽车充电机以提高充电效率。该文提出考虑零电压开通（ZVS）裕度和轻载频率限制的全范围ZVS控制模型，全电压范围内实现完全ZVS开通。分析了电流过零检测（ZCD）延迟对输入电流总谐波畸变率（THD）的影响，提出基于在线时间计算模型的ZCD延迟补偿方法，满载电流THD降低1.4%。针对两相交错相位误差，提出考虑开关周期变化量的相位误差补偿方法，提高交错精度，满载THD进一步降低0.5%。最后，搭建了一台3kW便携式充电机，验证所提控制策略的有效性，充电机前级图腾柱PFC最高效率为98.8%，整机最高充电效率为96.6%，满载THD为2.4%，相比补偿前降低1.9%。
关键词：便携式充电 临界电流模式 图腾柱功率因数校正 电流过零检测 交错并联
电动汽车因其高效的能源利用率而受到广泛关注[1-3]，车载充电机作为电网与电动汽车动力电池的能量交互接口，成为电动汽车的核心零部件。与车载充电机相比，便携式充电机在出现故障时可以轻松更换，无需整车维修，售后维护成本显著降低，但要求质量轻、体积小、效率高，因此高效率和高功率密度是极其重要的指标[4]。
文献[5]提出了两级式SiC车载充电机拓扑架构，如图1所示，前级交错并联图腾柱功率因数校正（Power Factor Correction, PFC）变换器工作在连续电流模式（Continuous Current Mode, CCM），实现单位功率因数校正，后级全桥LLC谐振变换器作为电动汽车电池接口，实现高效率的高频隔离。
图1 两级式车载充电机拓扑
Fig.1 Topology of the two-stage on-board charger
CCM模式下图腾柱PFC工作在硬开关状态，器件开关损耗限制了开关频率的提升，从而导致PFC电感体积难以减小，限制了便携式充电机功率密度的提升。另一方面，高母线电压导致硬开关状态下CCM图腾柱PFC的开关损耗更大，充电机效率难以提高。临界导通模式（Critical Conduction Mode, CRM）图腾柱PFC具有零电压开关（Zero Voltage Switching, ZVS）能力，有助于提高开关频率，从而减小电感体积，提升充电机功率密度。
对于CRM图腾柱PFC，当Vin＞0.5Vbus时，由于电感中存储的能量不足，无法自然实现ZVS[6]。为了保证全工频电压范围内实现ZVS，基本控制思路是延长同步整流（Synchronous Rectifier, SR）开关管的导通时间，使电感电流达到主开关管ZVS开通所需的负电流[7-8]。然而，文献[7]中ZVS只能在一个瞬间实现，开关管不能逐周期实现完全ZVS，因而产生部分开通损耗，导致效率降低。另外，轻载情况下，变换器开关频率将显著提高，严重影响轻载效率和控制的实现。文献[9]提出一种自适应控制方法，同时考虑了ZVS裕度和轻载频率限制，但控制比较复杂，且没有考虑零电流检测（Zero-Current-Detection, ZCD）延迟的影响。
CRM图腾柱PFC电感电流通常采用滞环电流控制[10-11]和变导通时间控制[12-13]两种控制方法。滞环电流控制可以在滞环内很好地调节电感电流峰值和谷值，但在高频应用中瞬时电流检测尤其具有挑战性。变导通时间控制通过ZCD获得电感电流过零信号，并通过实时计算的导通时间来实现开关管动作。该方法虽然避免了高频瞬时电流检测，但却对电流过零信号的准确检测有一定依赖，在实际应用中，ZCD电路、驱动电路及数字控制器中都存在信号传播延迟[14]，实际ZCD存在延迟时间td，该延迟时间将导致SR延时导通时间过长，电感电流偏离正常轨迹，进而影响输入电流总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion, THD）。
文献[14]提出了传统CRM Boost PFC的ZCD延迟补偿方法，根据数值关系，用两个电感电流过零点之间的时间差减去ZCD延迟时间。然而，图腾柱PFC软开关控制中，由于存在SR管延时导通时间tex，且tex与ZCD延迟td没有定量数值关系，因此该方法不适用于图腾柱PFC。
另外，CRM图腾柱PFC的另一个缺点是电流纹波大，导致更高的导通损耗及恶劣的差模噪声。采用两相交错并联技术，利用纹波消除效应，可以有效减小总输入电流纹波，同时减小滤波器体积[15-16]。然而，CRM图腾柱PFC的开关频率是时变的，导致精确的交错控制难以实现，文献[8]分析了移相时间为时钟周期整数倍所导致的离散相位误差对THD和差模噪声的影响，但没有考虑由于开关周期变化量所引起的交错相位误差。
针对便携式充电机前级CRM图腾柱PFC，本文提出考虑ZVS裕度和频率限制的全范围ZVS控制模型，在全电压范围内实现完全ZVS开通，轻载状态下限制最高开关频率，提高轻载效率；提出基于在线时间计算模型的ZCD延迟补偿方法，改善输入电流的THD。针对两相交错并联相位误差，提出考虑开关周期变化量的相位误差补偿方法，提高相位交错精度，进一步降低THD。最后，搭建了一台3kW充电机样机，验证了所提控制策略的有效性。
为了在全电压范围内完全实现ZVS开通并提高轻载效率，提出了综合考虑ZVS裕度和频率限制的在线时间计算ZVS控制模型，该模型适用于全输入电压和全负载范围的ZVS控制。
便携式充电机前级CRM图腾柱PFC电路如图2所示，Q1～Q4为高频开关管，Q5和Q6为工频管，Rs为ZCD检测电阻。
图2 交错并联CRM图腾柱PFC
Fig.2 Interleaved CRM totem pole PFC
图3所示的理论工作波形和状态平面轨迹说明了全范围ZVS CRM图腾柱PFC的基本工作原理，为简化分析，这里只讨论单路工作的基本原理。另外，本文所有的分析都是基于输入电压正半周期展开讨论，对负半周期的分析与正半周期相类似，唯一的区别是主开关管和SR管的角色互换。
图3 理论波形和状态平面轨迹
Fig.3 Theore tical waveforms and state plan trajectory
阶段1[t0, t1]：对应主开关管导通时间ton_act，此阶段主开关管Q2导通，SR管Q1关断，电感电流从0线性上升。
阶段2[t1, t2]：对应谐振时间tr1，此时间间隔内开关管Q1和Q2均关断。电感L1与开关管结电容Coss谐振，Q2漏源极电压Vds2从0充电至Vbus，此阶段内电感电流峰值为ipk。
阶段3[t2, t3]：对应SR管开通时间tSR，在此时间间隔内，开关管Q1导通，Q2关断，电感电流iL1线性下降到0，产生ZCD信号。
阶段4[t3, t4]：对应SR管Q1延长导通时间tex，Q1仍然导通，Q2关断，电感电流iL1从0线性下降。
阶段5[t4, t5]：对应谐振时间tr2，在此时间间隔内Q1和Q2均关断。电感L1与开关管结电容Coss谐振，Vds2从Vbus放电到0，电感电流谷值为ival。
阶段6[t5, t0]：对应ZVS时间tZVS，此阶段内Vds2被钳位到零，Q2在tZVS时间内可以实现零电压开通。
根据单个开关周期内的工作原理分析，基于ZCD信号的开关管动作时刻如图4所示，以ZCD信号为DSP时基计数器置零点，需要分别实时计算SR开关管Q1的关断时刻tsr_off、开通时刻tsr_on、主开关管Q2的开通时刻tact_on及关断时刻tact_off。
图4 基于ZCD信号的开关管动作时刻
Fig.4 MOSFET action moment based on ZCD single
正半周期内主开关管动作时刻可表示为
（1）
（2）
其中，主开关导通时间ton_ac包括恒定部分ton_c和变化的部分ton_var。
（3）SR管开通和关断时刻分别为
（4）
（5）SR管驱动信号可由主开关管驱动在PWM模块中插入死区获得，死区时间分别为tr1和tr2。
图5给出了基于ZCD和在线时间计算的ZVS数字控制系统框图，控制系统包括两个环路，电压外环通过PI控制器调节母线电压并获得主开关管导通时间的恒定部分ton_c。电流内环以ZCD信号作为DSP定时器置零点，通过实时在线计算确定主开关管Q1开通关断时刻tact_on和tact_off，Q2的驱动信号由Q1的驱动在PWM模块中插入死区获得，死区时间分别为tr1和tr2。采用两路交错并联拓扑，从相定时器信号比主相滞后半个开关周期，因此高频开关管Q3和Q4的驱动信号分别比Q1和Q2滞后半个开关周期。另外，工频开关管Q5和Q6通过检测输入电压的极性来进行正负半周切换。
图5 数字控制框图
Fig.5 Digital control diagram
在传统CRM图腾柱PFC控制中，全输入电压范围内实现ZVS的条件为tZVS≥0，此时ZVS只能在一个瞬间实现，在实际应用中，tex随着Vin的变化而变化，无法保证在每个开关周期中完全实现ZVS。此外，轻载状态下，图腾柱PFC的开关频率将大大提高，过高的开关频率对轻载效率、控制器实现具有挑战性。因此本文将ZVS时间裕度和最高开关频率作为导通时间在线计算模型的约束条件，并由此确定SR管延长导通时间tex，谐振时间tr1、tr2，以及主开关的导通时间的变化部分ton_var。
由图3状态平面轨迹，ZVS时间tZVS和开关频率都与tr2阶段的谐振半径
有关，越大则tZVS越长，开关频率越低。因此，可以将谐振半径作为约束ZVS时间和最高开关频率的中间变量。
SR管延长导通时间tex与谐振半径的关系为
（6）电感电流谷值ival和谐振半径r2的关系为
（7）
式中，Zn为特征阻抗，即
（8）电感峰值电流ipk由谷电流ival和电感的平均电流iavg决定，公式为
（9）
电感平均电流为
（10）式中，
为
的有效值。
主开关管导通时间ton_ac时间段内电感电流线性上升，峰值电流ipk可用ton_ac表示为
（11）由式（7）～式（11），可得
（12）
根据状态平面轨迹，ZVS时间裕度tZVS及谐振时间tr1、tr2可表示为
（13）
（14）
（15）
式中，ωr为谐振角速度，即
（16）（1）最小ZVS时间约束
根据最小的ZVS时间裕度要求，ZVS时间tZVS应不小于最小ZVS时间裕度tZVS_min，即
（17）结合式（13）和式（17），可得满足ZVS最小时间裕度要求的谐振半径r2_ZVS约束为
（18）
（2）最高开关频率约束
对于开关频率限制要求，应满足
（19）为了简化开关周期Ts的计算，将电感电流近似为以ival为最小值、ipk为最大值的三角波。因此，开关周期Ts和开关频率fs可以表示为
（20）
由式（7）～式（11），可得
（21）由式（7）和式（21）可得满足最高开关频率约束的最小谐振半径为
（22）
综上所述，为同时满足ZVS时间裕度和最大开关频率限制的要求，谐振半径r2应取两个约束条件下的更大值，由式（18）、式（22）可得
（23）将式（23）代入式（6）、式（12）～式（15）可得同时满足ZVS裕度和最大开关频率限制的导通时间计算模型，通过实时计算即可获得各开关管精确的开通和关断时刻，从而实现全电压范围ZVS控制。
图6所示为ZCD信号检测电路，由高速比较器、RC滤波器和数字隔离器及DSP组成。ZCD电路通过检测电流采样电阻Rs两端的电压情况，获取电感电流过零点信息。
ZCD信号的检测与传输环节存在两部分延迟，第一部分为高速比较器、滤波器以及数字隔离器所产生的硬件延迟，该硬件延迟可以通过器件数据手册获得，如图6所示，高速比较器（ADCMP601）延迟时间约为3.5ns，RC滤波器延迟时间约为10ns，数字隔离器（ADUM1100）延迟时间约为12 ns；第二部分延迟为DSP信号处理延迟，ZCD电路对高dv/dt和di/dt噪声特别敏感，而错误的ZCD信号将导致开关误动作，导致过电流甚至损坏器件。为避免检测到错误的ZCD信号，通常在DSP中设置窗口保持时间，本文设置为90ns，因此产生DSP信号处理延迟。这两部分延迟时间共同组成ZCD延迟时间td，本文实际样机中td约为120ns。
图6 ZCD电路
Fig.6 ZCD circuit
ZCD延迟导致电感电流偏离理想运行轨迹，SR管关断时刻相比理想情况延迟td，电感电流谷值降低，由td引起的电感电流谷值变化量Δival为
（24）为保持输出功率不变，外环PI控制器输出将会增加Δton_c以延长主开关管导通时间，且稳态下Δton_c为一个恒定值，Δton_c时间内对应电流变化量ΔiPI为
（25）
平均电流的变化量Δiavg可表示为
（26）Δival和ΔiPI随时间和输入电压的变化而变化，图7给出了由ZCD延迟导致的电感电流在半个工频周期内的变化曲线，可以看出，半个工频周期内电感平均电流变化量不为零，输入电流发生畸变。
图7 ZCD延迟导致的电感电流变化
Fig.7 Inductor current change caused by ZCD delay
图8给出了满载条件下单路电感电流计算轮廓曲线，对比理想情况下的波形，可以看出，由于ZCD延迟时间td的影响，输入电压峰值处，电感电流峰值增加了2.3 A，输入电压过零点处，电感电流谷值下降2.1 A，电流纹波增大，产生额外的关断和导通损耗，且平均电流发生畸变，导致THD增大。
图8 理想情况与带延迟情况下的电感电流比较
Fig.8 Comparison of inductor currents between ideal case and the case with ZCD delay
为了补偿ZCD延迟，对所提CRM图腾柱PFC在线时间计算解析模型进行补偿。由于ZCD延迟增大了SR管的实际延长导通时间，因此可以在SR管原始延长导通时间tex的基础上减去ZCD延迟时间td，从而使总体延长导通时间保持不变。
（27）根据所提在线时间计算解析模型，图9分别给出了满载、50%负载及30%负载下SR开关管延长导通时间tex，可以看出，tex随时间、负载等因素变化，且不能保证工频周期内tex一直大于td，当tex＜td时，无法通过式（27）直接补偿。
图9 不同负载下SR开关管延长导通时间
Fig.9 Extended SR conduction time under different loads
当tex＜td时，令tex=0，则此时SR管实际延长导通时间即为ZCD延迟时间td，由式（6）可得此时对应的谐振半径r2_d为
（28）将式（28）代入式（12）～式（15）即可求得主开关管导通时间tact_on，ZVS时间tZVS，以及谐振时间tr1、tr2，此时SR管延时导通时间tex=0。
综上所述，可将r2_d作为ZCD延迟补偿约束条件嵌入所提在线时间计算解析模型中，结合ZVS时间裕度约束以及最高频率限制约束，谐振半径r2取三个约束条件下的最大值
（29）此时原模型中的SR管延时导通时间tex修正为
（30）
模型中主开关管导通时间tact_on、ZVS时间tZVS，以及谐振时间tr1、tr2计算模型仍然保持式（12）～式（15）不变。由式（30），当r2取r2_d时，tex_d自然为0。
将式（29）和式（30）代入所提在线时间计算解析模型中即可求得ZCD延迟补偿后的各阶段时间。
图10给出了ZCD延迟补偿后单路满载电感电流波形，可以看出，基于考虑ZCD延迟补偿的在线时间计算模型，电感电流平均值iavg保持理想情况不变，输入电流没有畸变。在tex＞td区域，ZCD延迟td被完全补偿，电感电流纹波没有增加，在tex＜td区域，电流纹波略有增大，但电感电流平均值仍保持不变。
图10 延迟补偿后的满载电感电流波形
Fig.10 The full load inductor current waveforms after ZCD delay compensation
图11给出了ZCD延迟补偿前后输入电流THD计算结果对比，满载状态下补偿后的THD相比补偿前降低1.5%。
图11 ZCD延迟补偿前后输入电流THD计算结果对比
Fig.11 Comparison of the calculated THD before and after ZCD delay compensation
对于不同应用的实际系统，所提ZCD延迟补偿策略的模型是一致的，不受具体延迟时间数值影响。对于不同应用，ZCD电路硬件延迟部分可以根据实际硬件的数据手册获得，而DSP信号处理延迟时间保持为设定值不变，不随主控芯片的不同而变化，因此所提ZCD延时补偿控制策略具有通用性。
CRM模式下图腾柱PFC电流纹波大，限制了单路功率等级的提升。为满足便携式充电机功率需求，同时减小输入电流纹波，本文采用两路交错并联拓扑，控制框图如图5所示，采用开环控制方法，由主相ZCD信号触发时基计数器清零，从相计数器清零时刻比主相滞后0.5个开关周期，实现从相与主相的180°交错，典型波形如图12所示。
图12 两相交错并联典型波形
Fig.12 Typical waveforms of two-phase interleaving
如图12所示，为实现两相180°交错，理想状态下从相滞后主相时间为主相当前周期的一半，即
（31）然而，由于从相计数器清零时刻主相的当前开关周期还没有结束，因此此时采集的主相开关周期为前一个开关周期Ts_n-1，如图13所示。此时，从相滞后于主相的时间为
（32）
由于CRM图腾柱PFC的开关频率随时间变化，相邻两个开关周期时间不相等，因而导致了交错相位误差，如图13所示，两相交错角度偏离180°。
图13 交错相位误差的影响
Fig.13 Impact of interleaving phase error
根据所提在线时间计算模型，图14给出了半个工频周期内导通时间ton、关断时间toff以及开关周期Ts随时间变化的曲线，可以看出，开关周期随时间变化且越靠近交流电压过零点其变化率越大。
图14 半个工频周期器内开关周期曲线
Fig.14 Switching period curve within half line cycle
综合考虑效率和功率密度，便携式充电机前级CRM图腾柱PFC的工作频率设计为200～400kHz。选用TI公司DSP芯片（TMS320F280049C）实现所提数字控制算法，将DSP中ADC采样、PI计算、在线时间计算、PWM更新等控制环节串联执行，总数字控制周期约为12μs，考虑DSP的CPU利用率不高于80%，DSP中断周期设为15μs，即每2～4个开关周期执行一次控制中断。
图15为相邻开关周期和相邻控制周期下CRM图腾柱PFC开关周期变化率曲线，工频过零点死区时间设为200μs，相邻控制周期内最大变化率为8.8%，相邻开关周期内最大变化率为2.9%，该变化率将导致两相交错的角度偏离180°，电流纹波不能有效抵消，从而影响输入电流THD。
图15 半个工频周期器内开关周期的变化率
Fig.15 Change rate of switching period in half line cycle
虽然选用更高主频的主控芯片，提高控制频率，可以减小相位误差，但即使控制频率等于开关频率，过零点两侧的相位误差依然存在且不可忽略，而且更高主频的主控芯片必然导致成本显著增加。因此本文提出一种更通用的相位误差补偿方法。
交错相位误差补偿示意图如图16所示，相邻控制周期内检测到的开关周期变化量可以表示为
（33）
图16 交错相位误差补偿
Fig.16 Interleaving phase error compensation
由于相邻开关周期的ΔTs变化极小，可以忽略，因此可以将ΔTs补偿到开关周期Ts中，即可获得补偿后的滞后时间
（34）如图16所示，将开关周期的变换量ΔTs补偿到交错控制的滞后时间Tphs中，即可消除开关周期变化率大的影响，提高交错精度，降低THD。
表1给出了不同主控芯片下相位误差补偿对比，开关周期测量时刻为输入电压工频周期15°时刻，输入电压AC220V，母线电压500V。由表1可以看出，中断周期由15μs增大为25μs时，补偿后的相位误差由0.6%增大为1.5%，补偿精度有所下降。但对于不同的主控芯片，相位误差补偿率均达到80%以上，因此本文所提相位误差补偿策略在不同主控芯片下具有通用性。
表1 不同主控芯片下的相位误差对比
Tab. 1 Phase error comparison under different MCUs
TMS320F280049中断周期15μsTMS320F28075中断周期20μsTMS320F28069中断周期25μs 补偿前补偿后补偿前补偿后补偿前补偿后 Ts_n-2/μs7.457.708.02 Ts_n-1/μs7.057.177.31 Ts_n/μs6.706.706.70 ΔTs_n-1/μs—0.40—0.53—0.71 Tphs_n/μs3.533.333.563.323.663.31 相位误差(%)5.20.66.30.99.31.5 补偿率(%)88.585.783.9
为了验证所提控制策略的有效性，本文搭建了一台3kW便携式充电机样机，如图17所示，采用CREE公司的SiC MOSFET（C3M0065090D）作为开关器件，充电机详细参数见表2。
图17 便携式充电机实验样机
Fig.17 Experimental prototype of portable charger
表2 便携式充电机电路参数
Tab.2 Circuit parameters of portable charger
参数数值 输出功率Po/kW3 输入电压Vin/VAC200～240 母线电压Vbus/V380～700 PFC电感L1,L2/μH37 母线电容Cbus/mF1.5 PFC开关频率fsw_PFC/kHz200～400 电池电压Vbat/V200～500 LLC谐振频率fr/kHz300 LLC开关频率fs_LLC/kHz290～400 励磁电感Lm/μH49.9 谐振电感Lr/μH12.8 谐振电容Cr/nF22
图18给出了充电机前级CRM图腾柱PFC的满载运行波形。由图中可以看出，输入电流被控制为良好的正弦波，功率因数PF达到0.998。
图18 CRM图腾柱PFC实验波形
Fig.18 Experimental waveforms of CRM totem-pole PFC
图19所示为未考虑ZVS裕度下的实验波形，主开关管开通时刻滞后于ZVS瞬间，开关管Q2开通时，Vds2不为零，只能实现部分ZVS。
图20给出了满载条件下考虑ZVS裕度的实验波形，设置最小ZVS开通时间裕度为30ns，软开关不再局限于一瞬间实现，可以看出全工频周期范围内开关管完全实现ZVS开通。
图19 无ZVS裕度实验波形
Fig.19 Experimental waveforms without ZVS margin
图20 考虑ZVS裕度的全范围软开关实现波形
Fig.20 Full range ZVS implementation waveforms with ZVS margin
图21给出了半载条件下最高开关频率限制实验波形，通过延长主管和SR管的导通时间，最高开关频率限制在400 kHz，避免了轻载下由于开关频率过高导致关断损耗过大，提高了轻载效率。
图21 半载最高频率限制400 kHz
Fig.21 Maximum frequency limit to 400 kHz at half load
图22给出了ZCD延迟补偿前后满载实验波形对比，输入电压AC220V，母线电压400V，补偿前输入电流存在明显畸变，电感电流峰值为23.1A。补偿后输入电流无畸变，电感电流峰值降低到20.8A，输入电流THD下降1.5%。
图22 ZCD延迟补偿前后实验波形对比
Fig.22 Comparison of experimental waveforms before and after ZCD delay compensation
图23给出了满载条件下交错相位误差补偿前后的实验波形。如图23a所示，无相位补偿条件下，从相滞后主相的时间Tphs大于主相周期的一半，两路交错相位误差为8.5%。如图23b所示，加入相位误差补偿后，相位误差降低到0.4%。
图23 交错相位误差补偿前后实验波形对比
Fig.23 Experimental waveforms comparison before and after interleaving phase error compensation
相位误差补偿前后输入电流波形对比如图24所示，补偿前由于存在相位误差，电流纹波不能有效抵消，输入电流过零点两侧存在较大电流纹波，补偿后两相交错180°，电流纹波有效抵消。
图25分别给出了三种情况下的输入电流THD对比，同时补偿情况下满载THD为2.4%，比无补偿时降低1.9%。500W负载下同时补偿时THD为4.3%，比无补偿时降低4.6%。
图24 交错相位补偿前后输入电流波形对比
Fig.24 Input current waveform comparison before and after interleaving phase error compensation
图25 输入电流THD测量结果对比
Fig.25 Comparison of measured input current THD
图26给出了充电机前级CRM图腾柱PFC效率曲线，400V母线电压下满载效率为98.6%，峰值效率为98.8%。轻载工作时，限制了最高工作频率，400 V母线电压，20%负载下的效率为98.2%。
图26 CRM图腾柱PFC效率曲线
Fig.26 Efficiency curve of CRM totem-pole PFC
图27给出了便携式充电机后级LLC变换器满载实验波形，电池电压为350V，母线电压为500V，可以看出，LLC完全实现零电压开通。
图28给出了充电机整机充电效率曲线，350V电池电压下满载效率为96.2%，峰值效率为96.6%。
相比于文献[12]传统CRM Boost PFC变导通时间控制只能实现部分ZVS开通，本文所提在线时间计算控制模型实现了全电压范围ZVS开通；相比于文献[13]CRM图腾柱PFC控制模型未考虑轻载频率限制，本文在全范围ZVS控制的基础上增加了轻载频率约束，提高全负载范围充电效率；文献[14]ZCD延迟补偿方法仅适用于传统Boost PFC，本文提出适用于CRM图腾柱PFC的ZCD延迟补偿策略，在全范围ZVS控制的基础上，有效降低了输入电流THD。
图27 LLC实验波形
Fig.27 Experimental waveforms of LLC converter
图28 便携式充电机整机效率
Fig.28 Charging efficiency of the portable charger
本文针对便携式充电机前级CRM图腾柱PFC，提出了综合考虑ZVS裕度和轻载频率限制的ZVS控制模型，全电压范围内实现完全ZVS开通，在轻载条件下限制了最高开关频率，提高了全负载范围的充电效率。分析了ZCD延迟对输入电流THD的影响，提出基于在线时间计算模型的ZCD延迟补偿方法，满载输入电流THD降低1.4%。分析了两相交错相位误差的影响，提出了考虑开关周期变化量的相位误差补偿方法，提高交错精度，满载THD进一步降低0.5%。最后，本文搭建了一台3kW便携式充电机实验样机，验证了所提全范围ZVS控制模型以及补偿控制方法的有效性，充电机前级图腾柱PFC最高效率为98.8%，整机最高充电效率为96.6%，满载THD为2.4%，比补偿前降低1.9%。
参考文献
[1] 银泽一, 王广柱, 程振兴. 基于模块化多电平变换器的插电式混合电动汽车系统充电控制策略[J]. 电工技术学报, 2020, 35(6): 1316-1326.
Yin Zeyi, Wang Guangzhu, Chen Zhenxing. Charge control strategy of plug-in hybrid electric vehicle system based on modular multilevel converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(6): 1316-1326.
[2] Khaligh A, D’Antonio M. Global trends in high-power on-board chargers for electric vehicles[J]. IEEE Transactions on Vehicular Technology, 2019, 68(4): 3306-3324.
[3] 张献, 白雪宁, 沙琳, 等. 电动汽车无线充电系统不同结构线圈间互操作性评价方法研究[J]. 电工技术学报, 2020, 35(19): 4150-4160.
Zhang Xian, Bai Xuening, Sha Ling, et al. Research on interoperability evaluation method of different coils in wireless charging system of electric vehicles[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(19): 4150-4160.
[4] Li Haoran, Wang Shengdong, Zhang Zhiliang, et al. Bidirectional synchronous rectification on-line calculation control for high voltage applications in SiC bidirectional LLC portable chargers[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2021, 36(5): 5557-5568.
[5] Li Haoran, Zhang zhiliang, Wang Shengdong, et al. A 300kHz 6.6kW SiC bidirectional LLC Onboard charger[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2020, 67(2): 1435-1445.
[6] Marxgut C, Krismer F, Brotis D, et al. Ultraflat interleaved triangular current mode (TCM) single-phase PFC rectifier[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(2): 873-882.
[7] Liu zhengyang, Li Bin, Lee F C, et al. High-efficiency high-density critical mode rectifier/inverter for WBG-device-based on-board charger[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2017, 64(1): 9114-9123.
[8] Liu Zhengyang, Huang Zhengrong, Lee F C, et al. digital-based interleaving control for GaN-based MHz CRM totem-pole PFC[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2016, 4(3): 808-814.
[9] Huang Qingyuan, Yu Ruiyang, Ma Qingxuan, et al. Predictive ZVS control with improved ZVS time margin and limited variable frequency range for a 99% efficient, 130-W/in3 MHz GaN totem-pole PFC rectifier[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2019, 34(7): 7079-7091.
[10] Yin Hao, Lang Tianchen, Li Xiang, et al. A hybrid boundary conduction modulation for a single-phase H-bridge inverter to alleviate zero-crossing distortion and enable reactive power capability[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2020, 35(8): 8311-8323.
[11] Fan Boran, Wang Qiong, Burgus Rolando, et al. Adaptive hysteresis current based ZVS modulation and voltage gain compensation for high-frequency three-phase converters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2021, 36(1): 1143-1156.
[12] 周玉婷, 吴羽, 任小永, 等. 基于改进恒导通时间控制的临界连续导通模式Boost功率因数校正变换器[J]. 电工技术学报, 2021, 36(20): 4329-4338.
Zhou Yuting, Wu Yu, Ren Xiaoyong, et al. Improved constant on-time control of boundary conduction mode Boost power factor correction converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(20): 4329-4338.
[13] Sun Jingjing, Huang Xingxuan, Strain N N, et al. Inductor design and ZVS control for a GaN-based high efficiency CRM totem-pole PFC converter[C]//2019 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition(APEC), Anaheim, 2019: 727-733.
[14] Ren Xiaoyong, Wu Yu, Guo Zhehui, et al. An online monitoring method of circuit parameters for variable on-time control in CRM Boost PFC converters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2019, 34(2): 1786-1797.
[15] 曹勇, 杨飞, 李春辉, 等. 不同耦合系数下的交错并联电流连续模式Boost功率因数校正变换器的传导电磁干扰[J]. 电工技术学报, 2019, 34(10): 2176-2186.
Cao Yong, Yang Fei, Li Chunhui, et al. Conducted electromagnetic interference of interleaved continuous current mode Boost power factor correction converter with different coupling coefficients[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(10): 2176-2186.
[16] 王议锋, 崔玉璐, 马小勇, 等. 一种交错并联双Buck全桥型双向并网逆变器[J]. 电工技术学报, 2019, 34(21): 4529-4539.
Wang Yifeng, Cui Yulu, Ma Xiaoyong, et al. An interleaved dual-Buck full-bridge type bidirectional grid-connected inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(21): 4529-4539.
Compensation Control of Zero Current Detection Delay and Interleave Phase Error for CRM Totem-Pole Power Factor Correction in Portable Charging
Abstract Totem-pole power factor correction (PFC) is widely used in EV chargers to improve the charging efficiency. A full-range ZVS control model considering ZVS margin and light load frequency limitation is proposed in this paper, full ZVS operation is realized within full voltage range. The impact of zero-current-detection (ZCD) delay on the total harmonic distortion (THD) of input current is analyzed, and a ZCD delay compensation method based on the on-line time calculation model is proposed, the full load THD is reduced by 1.4%. For the phase error of two-phase interleaving, a phase error compensation method considering the change of switching period is proposed, which improves the interleaving accuracy and the full load THD is further reduced by 0.5%. Finally, a prototype of 3-kW portable charger is built to verify the effectiveness of the proposed control strategy. The maximum efficiency of the totem-pole PFC stage is 98.8%, and the maximum charging efficiency is 96.6%. The full load THD is 2.4%, which is 1.9% lower than that before compensation.
Keywords：Portable charging, critical conduction mode (CRM), totem-pole power factor correction (PFC), zero-current-detection (ZCD), interleave
DOI:10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211289
中图分类号：TM461
江苏省产业前瞻和关键核心技术基金资助项目（BE2019113）。
收稿日期 2021-08-15
改稿日期 2021-10-13
王生东 男，1989年生，博士研究生，研究方向为双向AC-DC变换技术、宽禁带器件高频功率变换技术。E-mail：wangsd@nuaa.edu.cn（通信作者）
李浩然 男，1991年生，博士，研究方向为双向DC-DC变换技术、高频功率变换技术。E-mail：haoranli@ahu.edu.cn
（编辑 郭丽军）