大容量脉冲电容器放电起始阶段晶闸管电压高频振荡机理研究

朱博峰 鲁军勇 张 晓 戴宇峰 王 鑫

(海军工程大学舰船综合电力技术国防科技重点实验室 武汉 430033)

摘要 电磁轨道炮用脉冲功率电源模块多采用耐高压、耐大脉冲电流冲击的晶闸管作为脉冲电容器的放电主开关,以尽可能地减少体积,提高储能密度。现有文献针对晶闸管的动态开通过程已进行过大量研究,主要致力于提高晶闸管电路模型的准确性。该文针对一种由脉冲电容器放电主回路高频谐振引起的晶闸管开通过程电压振荡现象,首先根据真实的实验电路结构研究振荡产生的机理;进而通过电路仿真验证理论分析的正确性;最后提出消除电压振荡的方案并完成实验验证。相关研究结论对优化电磁轨道炮用脉冲功率源具有一定的现实意义。

关键词:脉冲电容器 脉冲电源模块 电磁轨道炮 晶闸管 动态开通 电压谐振

0 引言

晶闸管的研究最早出现在20世纪50年代,其因优良的电流放大性能和高频重复开断能力而受到了广泛关注[1]。20世纪90年代德法联合实验室及美国陆军率先开展了以晶闸管作为电磁发射用脉冲功率电源放电开关的研究[2-3],并逐步取代了当时该领域较为主流的火花隙(spark gap)开关、引燃管(ignitrons)、闸流管(thyratron)以及触发真空开关(Triggered Vacuum Switch, TVS)[4]。经过近30年的发展,现如今晶闸管已经广泛应用于电磁发射用脉冲功率电源的放电开关[5],相对传统的放电开关更可靠、寿命更长、无需维护、无污染且安装灵活[6]

文献[7]利用了一种“集总-电荷”方法研究了晶闸管的动态开通和关断过程,但实验电压仅有200V。文献[8]在充电4 500V的实验条件下研究了晶闸管开通过程,在其设计的触发电流下,该晶闸管50ms内实现完全导通。文献[9]通过实验研究了一种125mm直径的晶闸管在2.54kV和3kV条件下的开通过程。文献[10]研究了50kJ电源模块中晶闸管的开通过程,该晶闸管在100ns内电压从4.5kV下降到几V。文献[11]研究了125mm直径的晶闸管在连发条件下晶闸管开通过程。文献[12]研究了多个晶闸管串联导通过程。文献[13-14]研究了电热化学炮脉冲电源光触发晶闸管在35kV条件下的导通过程。文献[15]研究了光触发晶闸管在10kV下的开通过程。文献[16]研究了晶闸管在11kV下的开通过程。文献[17]研究了触发方式与工作电压与晶闸管开通时间的关系。文献[18]研究了串联晶闸管在脉冲大电流下的开通过程,提出一种优化了的晶闸管动态等效模型。文献[19-23]均从晶闸管实际应用出发,研究了其动态导通过程,从所提供的实验波形可以看出,晶闸管均在很短的时间(百ns级)内导通,导通过程没有高频振荡现象。

本文在工程实践中通过大量实验发现,当脉冲电容器放电主回路由于杂散参数原因而存在高频谐振支路时,放电起始阶段即晶闸管开始导通到即将导通的过程,负载两侧、电感器两侧以及晶闸管两侧均会存在一定幅值且快速衰减的高频电压振荡现象,振荡过程中晶闸管将承受较大的正反向du/dt,并且在即将导通时,由于晶闸管内阻此时非常小,晶闸管两侧还会因为振荡而出现正负交替的电压,这些都将极大地损害晶闸管使用寿命,甚至导致击穿,威胁脉冲功率电源系统安全。基于这一特殊的实验现象,首先,根据所研究的脉冲功率电源模块放电主回路实际结构,分析了系统杂散参数存在的具体位置以及杂散参数引起电压谐振的物理机制;进而,通过系统仿真方法验证了上述理论分析的正确性;最后,提出了消除晶闸管两端电压振荡的具体方法并通过实验进行了验证。

1 晶闸管电压振荡现象及分析

1.1 脉冲放电主回路基本原理及振荡现象

对于电磁发射系统的脉冲功率电源而言,当不考虑系统的杂散参数时,其主回路放电过程的原理相对比较简单,一般可以等效为带有续流支路的欠阻尼RLC电路。其中反向并联的续流二极管只有在回路电流下降时才开始工作,而本文研究的电压振荡现象出现在放电起始阶段,时间尺度仅为ms级,脉冲电源放电初始阶段等效电路如图1所示。图1中,C为电容,SCR为晶闸管,RL为回路电阻和电感。

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图1 脉冲电源放电初始阶段等效电路

Fig.1 Equivalent circuit of the first discharge stage

根据基尔霍夫电压定律,电感、电阻、电容三者两端的电压之和为零,即

width=117,height=30 (1)

式中,uC为电容C两端的电压。则此二阶常微分方程在欠阻尼(width=38,height=15)情况下的通解为

width=105,height=17 (2)

式中,a =R/(2L);C1C2为常数;width=65,height=21width=51,height=17

再根据初始条件,可得电容电压的表达式为

width=150,height=31 (3)

式中,u0为初始电压。

进一步地,可得出电流为

width=124,height=30 (4)

可以看出,倘若没有续流支路,回路的电压和电流的确都是衰减振荡的,只是这个振荡周期是ms级,而实际上晶闸管典型的开通时间仅为ns级[10],在此阶段电容器的电压是单调下降的。根据文献[18],晶闸管在开通过程中可以等效为一个时变的电阻,表达式为

width=107,height=40 (5)

式中,RDRM为截止时的电阻;Rm为导通时的电阻;ton为导通时间;td为延迟时间。

由式(5)可以看出,从开通起始时刻到width=15,height=15(导通延迟时间)以内,指数幂接近于零,此时电阻近似等于width=26,height=15;当时间发展到width=13.95,height=15width=35,height=15时,指数幂接近于-1,此时电阻近似等于width=17,height=15。也就是说,晶闸管的等效电阻从一个较大的值width=26,height=15(十到百kW 级)指数衰减到width=17,height=15mW 级)所用的时间为width=13.95,height=15。如前所述,这个时间仅为百ns级。所以在晶闸管导通延迟阶段,其两端电压等于电容器电压,而在导通以后,其两端电压等于通态电阻与回路电流的乘积,通常量级为伏或以下。因此晶闸管导通过程的典型电压曲线近乎垂直跌落[7-18],晶闸管导通过程典型的电压曲线如图2所示。

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图2 晶闸管导通过程典型的电压曲线

Fig.2 Typical voltage curve of thyristor opening proces

然而实验中发现,本文所研究的晶闸管在开通过程中出现了电压高频振荡,具体表现为,在晶闸管接收到触发信号瞬间,晶闸管两端电压开始在电容器充电电压附近发生振荡,此时晶闸管尚处在导通延迟阶段。随着晶闸管的快速导通,晶闸管两端的电压转变为在导通电压附近振荡,并于几十ms内逐渐趋近于零。晶闸管端电压实测曲线如图3所示。

由图3可以看出,本文在实验中监测得到的晶闸管导通瞬间端电压变化情况并不同于文献中给出的典型跌落曲线[7-18],而是在导通瞬间出现了毛刺过电压,具体表现为一种高频的衰减振荡,振荡峰值最高超出原充电电压2kV,振荡周期为0.5ms,导通瞬间晶闸管电压振荡波形局部放大如图4所示。

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图3 晶闸管端电压实测曲线

Fig.3 Tested oscillation curve of thyristor voltage

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图4 晶闸管电压振荡波形局部放大

Fig.4 Magnified oscillation curve of thyristor voltage

1.2 晶闸管电压振荡原因定位

为了定位振荡原因,本文先后完成了利用同一晶闸管开关组件在两个充电平台上进行充放电实验,以及利用同一个充电平台为两个同批次晶闸管开关组件进行充放电实验,排除了因充电平台自身以及晶闸管质量原因造成振荡的可能。又根据参考文献[24],高频电压振荡的原因是放电回路另外存在欠阻尼回路。由于晶闸管在得到触发信号的一瞬间,电压很快下降为零(百ns级),电路表现出一个瞬时的高频特性,其频率近似为

width=34,height=30 (6)

式中,width=9,height=15为电流上升时间。该频率的电压会和上述欠阻尼回路形成一种高频谐振,导致晶闸管两端电压振荡,并且由于高频下回路趋肤效应明显,这种高频谐振会很快衰减。结合所研究脉冲电容器放电主回路的实际结构可知,该欠阻尼回路主要来自于连接负载的同轴电缆以及负载自身的寄生电容[25]。为验证上述分析的合理性,又通过实验专门监测了负载两端以及电感器两端的电压振荡波形,分别如图5和图6所示。

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图5 负载端电压振荡波形

Fig.5 Oscillation waveform of the load voltage

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图6 电感端电压振荡波形

Fig.6 Oscillation waveform of the inductor voltage

根据图5和图6可知,负载以及电感两端的电压在完全相同的时刻产生了频率相同的振荡,只是振幅不同。因此,结合前文可以断定,晶闸管两端的电压振荡的确是由于放电主回路存在高频谐振引起的。

1.3 电压振荡理论分析

考虑同轴电缆及负载的寄生电容支路时,脉冲电容器放电起始阶段的放电原理如图7所示。图7中,RloadLload分别为负载的电阻和电感;Cline为杂散电容。

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图7 考虑寄生电容的放电原理

Fig.7 Circuit model containing parasitic capacitance

由图7可知,当考虑寄生电容时,电路中存在两个电容、两个电感共四个储能元件,根据电路理论写出电路四阶方程,且根据欠阻尼特性,该方程具有四个复数根。因此导通起始阶段(由于导通后高频振荡迅速衰减,此时寄生电容的影响可以忽略)负载两端的电压表示为

width=201,height=17(7)

式中,K1K2为常数;g0g1为衰减因子;w0w1为角速度;j0j1为相位。式(7)等号右端的前半部分表示电容支路的振荡过程,后半部分代表负载支路的衰减振荡过程。由于负载支路的衰减过程相对电容支路的衰减要快得多,因此式(7)可进一步简化为

width=145,height=17 (8)

式中,Const为常值分量。

导通起始阶段负载两侧的电压可以看作幅值衰减的正弦波和常值阶跃的叠加。

2 电压振荡现象仿真研究

为了对上述理论分析进行验证,本节利用电路仿真的方法对晶闸管两端的电压振荡现象进行了研究证明。

2.1 仿真模型的建立

根据晶闸管所在的脉冲电容器放电主回路实际拓扑,利用Matlab的SimPower Systems工具箱建立了系统的仿真模型如图8所示。

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图8 振荡现象电路仿真模型

Fig.8 Circuit simulation model of the oscillation

在图8中,C1表示寄生电容,计算其值约为10nF;R1L1分别是负载的电阻和电感,约为90mW 和8mH;R2L2是限流电感器的电阻与电感,约为14mW 和120mH;VD1为脉冲电容器C的反向并联二极管。晶闸管SCR由脉冲阶跃信号来精确控制导通时间。另外,由于通常的晶闸管由阻断到导通仅需百ns级的时间,而本文所研究的开通过程电压振荡现象的时间尺度为ms级,因此整个仿真时长定位600ms,以方便振荡现象的观察。仿真过程中监测了晶闸管两端的电压、负载两端的电压以及限流电感器两端的电压。仿真模型中的其他电气元件参照实际的放电主回路,其中电容器容值为32mF,额定工作电压为5kV。

2.2 仿真的结果

首先给出晶闸管端电压的仿真和实验振荡波形的对比如图9所示。

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图9 晶闸管端电压振荡波形仿真与实验的对比

Fig.9 Comparison of simulated and tested thyristor voltage oscillation waveforms

可以看出,仿真得到的晶闸管两端的电压波形与实测曲线吻合较好,验证了理论分析的正确性。与此同时,负载侧、电感两端电压仿真曲线和实测波形也基本一致,分别如图10和图11所示。值得指出的是,仿真结果虽然和实验结果非常接近,但是由于寄生电容等杂散参数在估计时不可避免地会有一定的误差,因此仿真和实验曲线振荡的衰减速度和频率也略有差别。

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图10 负载侧电压仿真与实验对比

Fig.10 Comparison of simulated and tested load voltage

width=201.25,height=138.35

图11 电感两端电压仿真与实验对比

Fig.11 Comparison of simulated and tested inductor voltage

3 振荡抑制措施及实验验证

3.1 振荡抑制方案

消除放电回路电压高频谐振的方法一般分为主动和被动两种:主动消除即采取更优化的电路设计参数,同时尽可能地减少寄生电容等杂散参数,进而避免高压谐振现象发生;被动消除即在不对已有电路参数及结构进行较大改动的情况下采用额外的吸收电路消除固有的谐振现象。本文采用RC阻容吸收方案被动消除回路中的电压谐振。阻容吸收设计方案对比如图12所示,阻容吸收支路可以设计在脉冲电源模块输出电极侧(方案2)或晶闸管端部(方案1)以补偿负载侧寄生电容带来的影响。考虑到负载侧阻容吸收支路存在较大的能量损耗,会造成主电源效率降低,因此选择在晶闸管两端增加阻容吸收支路以避免电压的高频振荡。

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图12 阻容吸收设计方案对比

Fig.12 Comparison of different RC absorption scheme

3.2 阻容吸收参数设计及仿真

本文根据以往的阻容吸收回路参数设计经验并结合仿真计算来设计并优化电压谐振抑制效果,表1给出了几组较优参数下的过电压振荡峰值。

表1 阻容吸收参数及抑制效果

Tab.1 RC parameters and absorption effects

方案电容/mF电阻/W振荡峰值/V 10.8356 21301 31252

3.3 实验验证

当采取阻容吸收方案后,放电主回路中的电压高频振荡得到有效抑制,改进后的晶闸管开通过程电压曲线及负载侧、电感端电压如图13所示。

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图13 振荡消除后晶闸管、负载侧和电感电压

Fig.13 Voltage of the thyristor, load and inductor after the disappear of oscillation

由图13可知,振荡被抑制后,各项监测电压曲线均恢复正常,其中晶闸管端电压在导通瞬间迅速垂直跌落;负载侧电压随着放电电流的激增迅速提升,之后随着电流增速的减慢斜率变小;电感电压随着放电电流的激增迅速提升,之后随着电流增速的减慢逐步减小。三者变化规律均符合正常的脉冲放电过程。

4 结论

1)当电源模块负载侧存在寄生电容时,脉冲电容器放电起始阶段主回路将存在快速衰减的电压高频振荡,进而引起晶闸管开通时电压振荡。

2)通过合理的阻容吸收支路设计,可以有效地抑制这种电压谐振,避免晶闸管击穿等危险。

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Study on the High Frequency Voltage Oscillation of Thyristor During the Initial Stage of Pulse Capacitor Discharge

Zhu Bofeng Lu Junyong Zhang Xiao Dai Yufeng Wang Xin

(National Key Laboratory of Science and Technology on Vessel Integrated Power System Naval University of Engineering Wuhan 430033 China)

Abstract For pulsed power supply module of an electromagnetic railgun system, thyristors that have the excellent ability to withstand high voltage and high pulse current is always selected as the pulse discharging switch to reduce the volume and improve energy storage density. Existing literatures have extensively researched the dynamic opening process of thyristor and improved the accuracy of thyristor equivalent circuit model. This paper studied a special voltage oscillation phenomenon caused by high frequency resonance in main circuit during pulse capacitor discharge. Firstly, the mechanism of the voltage oscillation was studied according to the configuration of the main circuit. Further, circuit simulation was carried out to verify the correctness of the theoretical analysis above. Finally, a feasible method was proposed to eliminate the voltage oscillation. The related conclusions in this paper have certain practical significance for optimizing the pulsed power module used in electromagnetic railgun system.

keywords:Pulse capacitor, pulsed power module, electromagnetic railgun, thyristor, dynamic opening process, voltage oscillation

中图分类号:TM46

DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.181928

国家自然科学基金(51522706,51407191,51607187)和国家重点基础研究发展计划(973计划)(613262)资助项目。

收稿日期 2018-12-21

修改日期 2019-08-07

作者简介

朱博峰 男,1990年生,博士,研究方向为脉冲功率技术。E-mail: zhubofeng1990@163.com

鲁军勇 男,1978年生,教授,博士生导师,研究方向为脉冲功率技术及电磁发射技术。E-mail: jylu@xinhuanet.com(通信作者)

(编辑 陈 诚)