三相逆变器随机空间矢量脉宽调制选择性电压谐波消除方法

李国华1,2 陈 钰1 汪玉凤1

(1. 辽宁工程技术大学电气与控制工程学院 葫芦岛 125105 2. 辽宁工程技术大学机械工程学院 阜新 123000)

摘要 传统随机脉宽调制(RPWM)策略不能选择性消除或降低系统特定次频率谐波。该文提出一种三相电压型逆变器随机SVPWM(RSVPWM)选择性电压谐波消除方法,利用脉宽调制(PWM)脉冲傅里叶级数中的前后项相互抵消,消除特定次频率谐波,并给出两种选择性电压谐波消除思路。在此基础上,利用占空比、随机整数k、开关频率范围和待消除频率,计算开关周期值,推导开关周期、随机整数k以及其对应频率上下限的通用公式。该方法在实现传统RPWM功能的同时,还能选择性降低特定频率及其整数倍频率的噪声功率,仿真和实验结果证明了该方法的有效性。

关键词:随机脉冲宽度调制 空间矢量脉宽调制 选择性电压谐波消除 谐波 三相逆变器

0 引言

在传统脉宽调制(Pulse Width Modulation, PWM)[1-2]和空间矢量脉宽调制(Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM)[3-4]策略中,逆变器的开关频率一般固定不变,会产生与开关频率相关的谐波成分。这些谐波会引起电机等负载电磁振动和人耳可听见的电磁噪声。RPWM可以将原本集中在开关频率及其整数倍频率处的谐波功率,均匀地分布在较宽的频率范围内,从而降低功率谱密度(Power Spectral Density, PSD)图中的尖峰值,是目前降低电磁振动和噪声的一种比较有效的方法。

RPWM按随机方式主要可分为:随机脉冲位置PWM、随机开关PWM、随机零矢量PWM和随机开关频率PWM以及混合随机PWM。①随机脉冲位置PWM的随机性,体现在脉冲位置可以在采样周期内随机改变。其中包括随机超前滞后调制和脉冲中心随机位移等方式。文献[5]利用反正弦载波、正弦载波和三角载波与正弦参考波进行比较,产生超前和滞后位置的脉冲;并在每组的三个脉冲位置中随机选择两组(超前和滞后),从而将谐波功率分散在一个较宽的频带内。②随机开关PWM与传统的SPWM方式比较相似,只是把三角波载波换为随机载波,其中载波波形和幅值都是随机不规则的;但这种方法对开关频率要求比较高,适合高开关频率场合。V. G. Agelidis等提出一种三相逆变器随机开关RPWM方法,比较有效地降低了逆变器开关频 率[6]。③随机零矢量PWM是通过逆变器零矢量时间和位置的随机使用,完成输出信号随机化。文献[7]应用变延时技术通过计算下一个脉冲输出的延时时间,实现开关周期和零矢量时间的组合随机化方式。④随机开关频率PWM通常是在载波信号随机化的基础上,实现逆变器输出电压和电流PSD在频段内均匀分布[8]。⑤混合随机开关频率PWM是上述四种基本方式的组合[9-10]。文献[9]利用不同的零矢量,实现开关频率与脉冲位置双随机变化。RPWM按主电路结构还可以分为:单相逆变器RPWM[11]、三相逆变器RPWM[12]、多相逆变器RPWM[8]、多电平逆变器RPWM[13]和特殊逆变器RPWM[14]等。

上述RPWM策略主要针对以下两点进行研究:一是如何产生随机常数;二是如何计算开关周期或脉冲位置。但由于谐波功率通常需要随机分布在较宽的频率范围内,当谐波频率与电机等负载的固有频率相同时,仍会使产生剧烈的共振[15]。上述RPWM方法均无法选择性消除特定频率谐波。常见特定次谐波消除脉宽调制(Selective Harmonic Elimination Pulse Width Modulation, SHEPWM)策略[16]虽然可以消除特定次谐波,但是主要针对6k±1等低次谐波,对消除共振频率作用不大。

为此,文献[17]提出一种在指定频率范围(通常为共振频率附近)内降低谐波噪声功率的随机调制方法,但该方法会导致功率谱密度峰值增加。文献[18]同样可以降低特定频率下的噪声功率,但逆变器的开关频率必须小于共振频率,当共振频率较低时,会导致逆变器开关频率过低。文献[19]提出利用占空比计算开关周期的方法,以降低特定频率处的噪声功率;但该方法很难消除20kHz以下的谐波频率。文献[20]提出一种单相逆变器随机空间矢量脉宽调制(Random Space Vector Pulse Width Modu- lation, RSVPWM)方法,均匀分布谐波频谱的同时,还能消除系统特定频率谐波;但该方法不能直接应用于三相逆变器。文献[21]利用带通滤波器滤除指定谐波频率,但该方法相对复杂,带通滤波器需要较大的计算量和计算时间。

综上所述,提出一种三相电压型逆变器RSVPWM选择性电压谐波消除方法。利用PWM脉冲傅里叶级数中前后项相互抵消的方式,选择性消除特定频率处的电压谐波。并给出两种RPWM选择性电压谐波消除思路;推导逆变器开关周期、随机整数k及其对应频率上下限的通用公式;通过随机整数k的合理选取,控制逆变器平均开关频率升高或降低。该方法在实现传统RPWM功能的基础上,还能降低在特定频率及其整数倍频率下的噪声功率;而且算法简单,易于实现。

1 随机PWM选择性谐波消除原理

图1为一序列脉冲波形,该波形视为图2中三相电压型逆变器中的电压uANuBNuCN。图1中,tntn+1分别为第n个周期的开始时刻和结束时刻,TnDn分别为第n个周期值和占空比。

图1中第n个周期表达式为

width=193.1,height=43 (1)

式中,A为输出电压的幅值。

该序列脉冲表达式为

width=144.45,height=101

图1 脉冲序列分布

Fig.1 The diagram of pulse train

width=155.7,height=104.75

图2 三相电压型逆变器拓扑

Fig.2 Topology of three-phase voltage source inverter

width=84.15,height=33.2 (2)

对式(2)做傅里叶变换得到

width=193.1,height=52.85 (3)

width=22.9,height=14.95width=22.9,height=14.95分别为傅里叶变换后的实部和虚 部[19-20],有

width=114.1,height=27.1 (4)

width=116.9,height=27.1 (5)

假设待消除频率为f0。该脉冲序列的功率谱密度[19]

width=173,height=41.15

width=123.9,height=43 (6)

width=71.05,height=14.95 (7)

width=57.05,height=14.95 (8)

式中,width=14.95,height=14.95为变换器的直流电源电压;Tav为平均开关周期;width=20.1,height=14.95为统计期望。

文献[19]提出消除特定频率f0处及其整数倍处谐波的前提是width=28.05,height=14.95=0,即需要满足式(7)和式(8),其中,k为正整数。文献[20]提出,width=24.8,height=14.95width=26.2,height=14.95width=26.2,height=14.95的一般形式,有

width=129.95,height=27.1

width=93.95,height=40.2width=72,height=14.95

width=167.85,height=33.2

width=149.15,height=33.2 (9)

如果width=24.8,height=14.95对于任意角度width=9.8,height=12.15都等于0,即可满足width=26.2,height=14.95width=26.2,height=14.95都等于0。因为width=26.2,height=14.95width=26.2,height=14.95可以视为width=24.8,height=14.95的特殊情况。

综合上述文献,可以归纳出RPWM选择性电压谐波消除的两种思路,即利用PWM脉冲傅里叶级数中前后项相互抵消的方式,来实现特定频率的选择性消除。

思路1:由式(9),利用第n+e项的第一求和分项,抵消第n项的第二求和分项;利用第n+e+1项的第一求和分项,抵消第n+1项的第二求和分项;以此类推。

思路2:利用第n+e项的第二求和分项,抵消第n项的第一求和分项;利用第n+e+1项的第二求和分项,抵消第n+1项的第一求和分项;以此类推。

上述两种思路均可以使width=24.8,height=14.95对于任意角度width=9.8,height=12.15都等于0,即理论上可以消除特定频率f0处的谐波。

2 RSVPWM选择性电压谐波消除方法

2.1 占空比计算

三相逆变器SVPWM矢量分布如图3所示。由图2和图3可知,在一个开关周期内,利用相邻有效电压矢量和零矢量合成参考电压矢量uref[22],有

width=115,height=43.95 (10)

width=134.2,height=43.95 (11)

width=66.85,height=16.85 (12)

式中,TxTy分别为uref逆时针和顺时针方向相邻有效矢量在一个开关周期内的作用时间;(x, y)根据扇区位置的不同分别取值(1, 2)、(2, 3)、(3, 4)、(4, 5)、(5, 6)和(6, 1);T0为零矢量的作用时间;Ts为采样周期值。

width=166.45,height=126.7

图3 三相逆变器SVPWM矢量分布

Fig.3 The voltage space vector of the 3-phase inverter

根据式(10)~式(12)和图2、图3可知,当参考电压矢量位于第一扇区时,第n个开关周期中A相占空比DAn

width=59.85,height=29.9 (13)

同理可得其他相以及其他扇区内的各相占空 比[23]。这里不再赘述。

2.2 选择性谐波消除思路1

如图1所示,为了有选择性地消除特定频率f0处的谐波,按第n+e项的第一求和分项,抵消第n项的第二求和分项的思路,可得

width=228.15,height=30.85

width=30.85,height=14.95 (14)

width=76.2,height=33.2 (15)

式中,第n+e开关周期的开始时间为tn+ee为正 整数。

由式(14)和式(15)可得消除特定频率f0情况下的开关周期与占空比关系通用为

width=179.05,height=35.05 (16)

e为1和2时,可得

width=136.05,height=33.2 (17)

width=168.8,height=33.2 (18)

以此类推。可见,e越大计算开关周期所需的信息越多,对主控芯片的存储和计算能力要求越高。

2.3 选择性谐波消除思路2

按第n+e项的第二求和分项,抵消第n项的第一求和分项的方式,可得

width=134.2,height=60.8 (19)

width=179.05,height=35.05 (20)

width=129.95,height=33.2 (21)

width=162.25,height=33.2 (22)

式中,k为随机整数。

2.4 随机整数k上下限通用公式

利用式(21),以e=1为例,在指定频率f0以及占空比和开关周期极限值的基础上,可得随机整数k上、下限kmaxkmin的通用表达式分别为

width=83.2,height=29.9 (23)

width=79.95,height=29.9 (24)

式中,DmaxDmin分别为占空比上、下限;fmaxfmin分别为逆变器瞬时开关频率上、下限,通常该值是预先设定值。

2.5 随机整数k对应开关频率上下限通用公式

通常,符合式(23)和式(24)的正整数k不止一个,而每一个符合要求的正整数k所对应的开关频率上、下限通用式为

width=109.85,height=43 (25)

width=108.95,height=43 (26)

式中,fkmaxfkmin为正整数k可能产生的逆变器开关频率上、下限。由式(25)和式(26)可知,随机整数kfkmaxfkmin成反比。即随机整数k越大,其对应的逆变器开关频率越低;反之,k越小,其对应的逆变器开关频率越高。这也使得通过合理选取随机数k,来控制逆变器平均开关频率成为可能。

需要说明的是,当k取值较小时,式(25)计算结果有可能为负数,说明公式分母中的频率f和占空比D无需取到极限值即可使分母为0,此时上限频率为+∞。

2.6 RSVPWM选择性谐波消除计算流程

开关周期计算流程如图4所示,首先确定待消除频率f0;并在式(13)基础上分别计算逆变器三相占空比;将结果代入式(23)和式(24)中,代替DminDmax;计算此时的有效整数k范围;在所有的有效k中随机选择1个;将随机整数k、采样周期Tn和占空比Dn代入式(21),计算下一开关周期值Tn+1。其中,Z-代表延时一个采样周期时间,计算得出逆变器三相开关周期值之后,通过对数字信号处理器(Digital Signal Processor, DSP)中的比较寄存器赋值,最终生成PWM驱动信号,从而有选择性地消除特定频率f0处的谐波。同理,利用式(17)可得另外一种思路的结果。

width=154.75,height=122.95

图4 开关周期计算流程

Fig.4 Flow chart of switching period calculation

如果电压uANuBNuCN中不含有特定次谐波,那么它们做差之后得到的逆变器线电压波形中,只可能在原有的各次谐波基础上,发生幅值变化,不会出现新的谐波次数。因此,线电压中也不含有该特定次谐波。

3 仿真与实验

3.1 系统参数

为验证所提方法的正确性,对提出方法进行仿真和实验分析,系统参数如下:逆变器直流侧参考电压为24V;输出端电抗器为5mH,电阻为5W,三相负载采用星形联结。逆变器瞬时开关频率上、下限fminfmax分别为1.5kHz和5.0kHz,调制比M为0.3、0.5、0.7和0.9,f0为7kHz和9kHz。逆变器功率开关器件为IGBT BSM50GB120DN2;驱动电路采用落木源集成IGBT驱动DA962D6;系统主控芯片采用32位DSP TMS320F2812;逆变器死区时间设置为4.27ms。实验中示波器型号为DS1052E;电能质量分析仪为HIOKI PW3198。实验样机如图5所示。首先在式(21)的基础上分析思路2的正确性和有效性。

width=210.4,height=157.55

图5 实验样机

Fig.5 Experimental system

3.2 结果与分析

图6和图7分别为三相逆变器线电压功率频谱仿真和实验波形。图6a为传统定开关频率SVPWM方法,开关频率为3kHz;可见,谐波功率主要集中在3kHz及其整数倍频率处。图6b为传统随机SVPWM方法,相比于传统定开关频率SVPWM方法,功率谱图中无明显尖峰出现;但传统随机SVPWM无法选择性消除特定次频率。图6c~图6e为本文提出方法,f0=7kHz,调制波M分别取0.7、0.5和0.3。可见,f0及其倍数频率分量已经大大降低,证明了本文方法的正确性。

width=185.15,height=304.35

width=185.15,height=199.65

图6 仿真波形

Fig.6 Simulation waveforms

width=181.85,height=419.85

图7 实验波形

Fig.7 Experimental waveforms

由图7可见,实验结果与仿真结果基本一致。在传统定开关频率SVPWM功率谱密度图中,谐波功率主要集中在开关频率3kHz及其整数倍频率处。而本文方法在实现谐波功率均匀分布的同时,还能够明显降低f0及其整数倍频率处谐波功率。在f0分别取7kHz和9kHz的情况下,都能够明显削弱f0频率处的谐波功率。

受死区时间、共模干扰以及数字系统延时等因素影响,特定次谐波只能被明显降低,而不能被完全消除,而且相位上也存在一些偏差。但从图6和图7波形中可见,在f0及其倍数频率左右约几百Hz的范围内,波形均出现明显缺口。这是由于当f0处谐波功率被完全消除时,与f0接近的频率也会被一定幅度地降低;且距离f0越近,被削弱的幅度越大。这样的特点可以克服系统相位误差带来的影响。例如,固有频率计算误差、数字系统延时误差等。

图8为逆变器开关频率分布,其中M=0.7,f0= 7kHz,实线是在所有有效随机数中选取k;虚线为只在最小的3个有效随机数中选取k。由图8中实线可见,瞬时开关频率能够在设定的频率范围内随机分布,随机度较好;在1.5~5.0kHz范围内,开关频率分布百分比整体呈逐渐下降趋势;逆变器平均开关频率为2 380Hz。

width=208.5,height=99.1

图8 逆变器开关频率分布

Fig.8 Switching frequency distribution of inverter

由图8中虚线可见,当选择较小的随机数时,逆变器瞬时开关频率整体得到了提高,平均开关频率升高至2 950Hz。由式(25)和式(26)可知,随机整数k与其对应的开关频率极值fkmaxfkmin成反比。当平均开关频率偏低时,可以选择较小的随机数k,以提高平均开关频率,防止由于开关频率过低造成的电流纹波增加;当平均开关频率偏高时,选择较大的随机数k,以降低平均开关频率。通常变频器的开关频率升高到一定值以后,每增加1kHz,变频器需降低额定功率约5%使用,通过随机数的合理选取有助于降低逆变器的通断损耗;而且f0越大,可选的有效随机数越多,平均开关频率可控的范围越大。

图9和图10是在式(17)的基础上,思路1方法中的逆变器输出线电压uAB和三相电流实验波形及其PSD实验波形。其中M=0.9,f0=7kHz。由图9b和图10b可见,功率谱图中无明显尖峰出现,在实现谐波功率均匀分布的同时,还能够明显降低7kHz及其倍数频率的谐波分量。相比于电压PSD波形,电流PSD波形位置明显下移,这与逆变器输出端电抗器的滤波作用直接相关。

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图9 逆变器线电压uAB及其PSD实验波形

Fig.9 Line voltage and PSD experimental waveforms of inverter

width=209.9,height=260.4

图10 三相电流及其PSD实验波形

Fig.10 The experimental waveforms of three-phase current and its PSD

在上述两种RPWM选择性电压谐波消除思路中,无论是在SVPWM占空比的计算,还是在有效随机数k的数量及选取方法上都相同,两者的区别仅在于傅里叶级数中前后项抵消的方式不同。仿真和实验证明,两种思路都能够实现随机PWM中的选择性电压谐波消除。

由图9a可见,受有效随机数k和占空比的影响,每个开关周期中的电压脉冲宽度随机变化。由图10a可见,逆变器输出三相电流波形呈正弦规律变化。其中,电流纹波大小与开关周期大小成正比。开关周期和滤波电感等都是影响电流纹波的重要因素,在其他条件不变的情况下,开关周期越大,电流波动越大。

4 结论

为了在传统RPWM功能的基础上,兼顾考虑系统特殊频率,提出一种三相电压型逆变器RSVPWM选择性电压谐波消除方法。得出以下结论:

1)归纳得出两种消除特定次频率谐波的思路,并推导相应的开关周期、随机数及其对应频率上、下限的通用公式。

2)相比于定开关频率SVPWM方式,该方法可以将开关频率及其整数倍处集中分布的谐波功率,比较均匀地分布在选定频率范围内。能够通过占空比D和随机数k,随机地改变逆变器开关频率,实现随机脉宽调制。

3)相比于传统随机SVPWM方式,可以选择性降低特定频率处的谐波。当f0分别为7kHz和9kHz时,该方法均能较好地消除f0处谐波;当调制比M为0.3、0.5、0.7和0.9时,该方法都能够准确降低f0处频率。通过选择较小的随机整数k,可以提高逆变器平均开关频率。

该方法算法简单,易于实现,为进一步降低系统电磁振动和噪声,尤其是降低系统共振,提供了新的思路。

参考文献

[1] 刘建强, 刘传铎, 王轶欧, 等. 单相PWM整流器IGBT及直流侧电容故障诊断方法[J]. 电工技术学报, 2019, 34(增刊1): 244-257.

Liu Jianqiang, Liu Chuanduo, Wang Yiou, et al. Fault diagnosis method for IGBT and DC-link capacitor of single-phase PWM rectifier[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(S1): 244-257.

[2] 高明, 王大志, 李召. 移相全桥变换器的PWM全阶鲁棒滑模控制[J]. 电工技术学报, 2018, 33(10): 2293-2302.

Gao Ming, Wang Dazhi, Li Zhao. A PWM full order robustness sliding mode control for phase-shifted full-bridge converter[J]. Transactions of China Elec- trotechnical Society, 2018, 33(10): 2293-2302.

[3] 刘国海, 宋成炎, 徐亮, 等. 基于SVPWM的五相永磁同步电机两相开路故障容错控制策略[J]. 电工技术学报, 2019, 34(1): 23-32.

Liu Guohai, Song Chengyan, Xu Liang, et al. SVPWM-based fault-tolerant control strategy under two-phase open-circuit fault of five-phase permanent- magnet synchronous motor[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(1): 23-32.

[4] 王伟胜, 陈阿莲, 柴锦, 等. 基于简化SVPWM的Z源三电平逆变器中点电位控制方法[J]. 电工技术学报, 2018, 33(8): 1835-1843.

Wang Weisheng, Chen Alian, Chai Jin, et al. The neutral-point balancing method for Z source neutral point clamped inverter based on simplified SVPWM[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2018, 33(8): 1835-1843.

[5] Paramasivan M, Paulraj M M, Balasubramanian S. Assorted carrier-variable frequency-random PWM scheme for voltage source inverter[J]. IET Power Electronics, 2017, 10(14): 1993-2001.

[6] Agelidis V G, Vincenti D. Optimum non-deterministic pulse-width modulation for three-phase inverters[C]// Proceedings of IECON '93- 19th Annual Conference of IEEE Industrial Electronics, Maui, HI, USA, 1993: 1234-1239.

[7] 刘洋, 王庆义, 赵金. 基于矢量控制系统的双随机PWM技术研究[J]. 中国电机工程学报, 2010, 30(36): 98-102.

Liu Yang, Wang Qingyi, Zhao Jin. Dual randomized PWM based on vector control system[J]. Proceedings of the CSEE, 2010, 30(36): 98-102.

[8] Bu Feifei, Pu Tianyu, Huang Wenxin, et al. Performance and evaluation of five-phase dual random SVPWM strategy with optimized probability density function[J]. IEEE Transactions on Industrial Electro- nics, 2019, 66(5): 3323-3332.

[9] 吴豪鹏, 潘庭龙, 吴定会, 等. 新型双随机PWM方法及其仿真分析[J]. 系统仿真学报, 2018, 30(9): 3451-3456.

Wu Haopeng, Pan Tinglong, Wu Dinghui, et al. A novel dual random PWM scheme and its simulation analysis[J]. Journal of System Simulation, 2018, 30(9): 3451-3456.

[10] Huang Yingliang, Xu Yongxiang, Zhang Wentao, et al. Hybrid RPWM technique based on modified SVPWM to reduce the PWM acoustic noise[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2019, 34(6): 5667-5674.

[11] Kim J, Jung Y, Lim Y, et al. Power spectra of single-phase HBML inverters with a pseudo-random frequency carrier technique[C]//2006 37th IEEE Power Electronics Specialists Conference, Jeju, 2006: 1-5.

[12] Binojkumar A C, Narayanan G. Response to discussion on “a variable switching frequency PWM technique for induction motor drive to spread acoustic noise spectrum with reduced current ripple”[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2016, 52(6): 5356-5356.

[13] 刘蓁, 魏应冬, 姜齐荣. 基于IGBT器件串联的MMC随机零序分量注入PWM方法[J]. 电力系统自动化, 2017, 41(11): 156-162.

Liu Zhen, Wei Yingdong, Jiang Qirong. Random zero-sequence component modulation of MMC based on IGBT series[J]. Automation of Electric Power Systems, 2017, 41(11): 156-162.

[14] Qi Chen, Chen Xiyou, Qiu Ying. Carrier-based randomized pulse position modulation of an indirect matrix converter for attenuating the harmonic peaks[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2013, 28(7): 3539-3548.

[15] Peyghambari A, Dastfan A, Ahmadyfard A. Selective voltage noise cancellation in three-phase inverter using random SVPWM[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016, 31(6): 4604-4610.

[16] Sharifzadeh M, Vahedi H, Portillo R, et al. Selective harmonic mitigation based self-elimination of triplen harmonics for single-phase five-level inverters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2019, 34(1): 86-96.

[17] Pedersen J K, Blaabjerg F, Frederiksen P. Reduction of acoustic noise emission in AC-machines by intel- ligent distributed random modulation[C]//Fifth Euro- pean Conference on Power Electronics and Appli- cations, Brighton, UK, 1993: 369-375.

[18] Wang Zheng, Chau K T, Cheng Ming. A chaotic PWM motor drive for electric propulsion[C]//IEEE Vehicle Power and Propulsion Conference, Harbin, China, 2008: 1-6.

[19] Kirlin R L, Lascu C, Trzynadlowski A M. Shaping the noise spectrum in power electronic converters[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2011, 58(7): 2780-2788.

[20] Peyghambari A, Dastfan A, Ahmadyfard A. Strategy for switching period selection in random pulse width modulation to shape the noise spectrum[J]. IET Power Electronics, 2015, 8(4): 517-523.

[21] 刘和平, 刘庆, 张威, 等. 电动汽车用感应电机削弱振动和噪声的随机PWM控制策略[J]. 电工技术学报, 2019, 34(7): 1488-1495.

Liu Heping, Liu Qing, Zhang Wei, et al. Random PWM technique for acoustic noise and vibration reduction in induction motors used by electric vehicles[J]. Transactions of China Electro technical Society, 2019, 34(7): 1488-1495.

[22] 赵争鸣, 袁立强. 电力电子与电机系统集成分析基础[M]. 北京: 机械工业出版社, 2009.

[23] 朱龙胜, 方晓春, 林飞, 等. 一种基于计算开关角的SVPWM同步调制策略[J]. 中国电机工程学报, 2018, 38(13): 3930-3938, 4035.

Zhu Longsheng, Fang Xiaochun, Lin Fei, et al. A synchronized SVPWM strategy based on calculating switching angles[J]. Proceedings of the CSEE, 2018, 38(13): 3930-3938, 4035.

Selective Voltage Harmonic Elimination in Random Space Vector Pulse Width Modulation for Three-Phase Inverter

Li Guohua1,2 Chen Yu1 Wang Yufeng1

(1. Faculty of Electrical and Control Engineering Liaoning Technical University Huludao 125105 China 2. College of Mechanical Engineering Liaoning Technical University Fuxin 123000 China)

Abstract Traditional random pulse width modulation (RPWM) strategy cannot selectively eliminate or reduce the specific sub-harmonic frequency of the system. A selective voltage harmonic elimination method based on random space vector pulse width modulation (RSVPWM) for three-phase voltage source inverters is proposed. The specific sub-frequency harmonics are eliminated by canceling each other with the preceding and succeeding terms in the Fourier series of PWM pulses. Two ways of eliminating selective voltage harmonics are proposed. On this basis, the duty cycle, the random integer k, the switching frequency range and the frequency to be eliminated are used to calculate the switching period value. Then, the general formulas of switching period, random integer k and the corresponding upper and lower frequency limits are derived. The method can simultaneously reduce the noise power of a specific frequency and its integer multiple while realizing the traditional RPWM function. Simulation and experimental results demonstrate the effectiveness of the proposed method.

keywords:Random pulse width modulation, space vector pulse width modulation (SVPWM), selective voltage harmonic elimination, harmonic, three-phase inverter

DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.190822

中图分类号:TM71

作者简介

李国华 男,1981年生,博士研究生,副教授,硕士生导师,研究方向为电力系统电能质量分析与治理。E-mail: dkliguohua@163.com(通信作者)

陈 钰 男,1995年生,硕士研究生,研究方向为电力系统及其自动化。E-mail: chen_yu1934@163.com

收稿日期 2019-07-04

改稿日期 2019-09-05

国家自然科学基金项目(51307076)和辽宁省自然科学基金项目(20180550268)资助。

(编辑 崔文静)